專利名稱：電流開關電路的制作方法
技術領域：
本發明一般涉及采用反相器的電流開關電路，該反相器由形成Si-CMOS的p溝道MOS晶體管和n溝道MOS晶體管，或，Si-BJT(bipolarjunction transistor雙極結型晶體管)中使用的pnp雙極型晶體管和npn雙極型晶體管構成，例如，CML(current mode logic電流型邏輯)模式的選擇電路中使用的進行輸出數據切換的電流開關電路，具體地說，涉及即使是使用的電源電壓比構成晶體管的擊穿電壓大時，也可以確保向各晶體管施加的電壓在擊穿電壓以下的電流開關電路。
由晶體管的微細化引起的高速化伴隨著元件擊穿電壓的下降。迄今為止，為了確保電路的可靠性，通常通過調節器等將電路的電源電壓從各個系統規定的電源電壓降到元件擊穿電壓以下。但是，象差動電路一樣，開關晶體管和電流源晶體管形成縱向層積結構的電路中，要求接近擊穿電壓的輸出振幅時，電路的電源電壓不得不設定為比元件擊穿電壓高。
這種狀況下，組合使用差動電路和電流開關電路時，響應反相器的輸入信號，確實會向p溝道MOS晶體管(以下稱為「PMOS晶體管」)或pnp雙極型晶體管，以及n溝道MOS晶體管(以下稱為「nMOS晶體管」)或npn雙極型晶體管的其中之一施加擊穿電壓以上的電壓，結果導致元件毀壞的問題。
采用CMOS的傳統電流開關電路的構成的示例如
圖17所示。圖17的傳統的電流開關電路包括具有正電壓Vdd的正電源1，具有負電壓Vss的負電源2，信號輸入端子IN，信號輸出端子OUT1和OUT2，向信號輸出端子OUT1供給輸出電流的nMOS晶體管Q1、Q2及Q10，具有電阻R1、決定流過nMOS晶體管Q2的漏極電流的電阻元件11。傳統的電流開關電路還包括構成CMOS反相器的pMOS晶體管Q3和nMOS晶體管Q4，向信號輸出端子OUT2供給輸出電流的nMOS晶體管Q5及Q13，具有電阻R2、決定流過nMOS晶體管Q5的漏極電流的電阻元件12。
圖17的傳統的電流開關電路中，例如，假如正電源1接地，另一方面，對于晶體管Q1～Q5的閾值電壓Vth(例如，Vth＞0)，向負電源2供給滿足(|Vss|＞2×Vth)關系的負電壓Vss。首先，例如，考慮信號輸入端子IN通過接受正電壓Vdd而成為H電平的情況。此時，由于晶體管Q1和Q2的柵極·源極間電壓Vgs1和Vgs2比閾值電壓Vth大，因而晶體管Q1和Q2變成導通，都流過漏極電流Id2。漏極電流Id2由電阻元件11的電阻R1和電阻元件11的兩端的電壓決定。
響應漏極電流Id2而發生的晶體管Q2的柵極電壓Vg2(≠Vss)施加到晶體管Q10的柵極端子，響應柵極·源極間電壓，流過漏極電流Id10。晶體管Q10的漏極電壓若偏置于飽和區，則漏極電流Id10可以由晶體管Q2的柵極寬Wq2對晶體管Q10的柵極寬Wq10之比(Wq2/Wq10)大致決定，獲得(Id10＝Id2×(Wq10/Wq2))的關系。漏極電流Id10流入電流輸出端子OUT1。
信號輸入端子IN還與構成CMOS反相器的pMOS晶體管Q3和nMOS晶體管Q4的柵極端子連接。由于信號輸入端子IN具有正電壓Vdd，因而pMOS晶體管Q3的柵極·源極間電壓Vgs3比閾值電壓Vth小，從而，pMOS晶體管Q3變成截止，另一方面，由于nMOS晶體管Q4的柵極·源極間電壓Vgs4比閾值電壓Vth大，因而nMOS晶體管Q4變成導通，漏極電壓下降到Vss。
這樣，由于CMOS反相器的輸出，即，pMOS晶體管Q3的漏極端子和nMpS晶體管Q4的漏極端子的結點具有電壓Vss，因而電阻元件12和晶體管Q5沒有電流流過，從而，晶體管Q5的柵極電壓Vg5也具有電壓Vss。由于該晶體管Q5的柵極電壓Vg5(＝Vss)施加到晶體管Q13的柵極電壓，晶體管Q13的柵極·源極間電壓Vg13變成比閾值電壓Vth小，因而晶體管Q13中沒有漏極電流流過。從而，電流輸出端子OUT2沒有電流流出。
接著，例如，考慮信號輸入端子IN通過接受負電壓Vss而為L電平的情況。此時，由于晶體管Q1及Q2和電阻元件11中沒有電流流過，因而輸出端子OUT1沒有電流流出。由于信號輸入端子IN具有負電壓Vss，因而pMOS晶體管Q3的柵極·源極間電壓Vgs3變成比閾值電壓Vth大，從而pMOS晶體管Q3導通，另一方面，由于nMOS晶體管Q4的柵極·源極間電壓Vgs4變成比閾值電壓Vth小，因而nMOS晶體管Q4變成截止，漏極電壓上升到Vdd。從而，CMOS反相器的輸出具有正電壓Vdd。
這樣，在電阻元件12的兩端施加電壓，漏極電流Id5流過晶體管Q5。漏極電流Id5由電阻元件12的電阻R2和電阻元件12的兩端的電壓決定。響應漏極電流Id5而發生的晶體管Q5的柵極電壓Vg5供給晶體管Q13的柵極端子，響應晶體管Q13的柵極·源極間電壓Vgs13(＝Vg5-Vss)發生的漏極電流Id13從輸出端子OUT2流入。
通過設定電阻元件11的電阻R1和電阻元件12的電阻R2滿足(Id2＝Id5)的關系，根據輸入信號，無論將電流輸出端子切換成OUT1和OUT2的任何一個，也可以將流入選擇的輸出端子的電流切換成大致相等的量。這樣，電流開關電路通過將輸入電壓設定成H電平或L電平，由于可以切換電流使之流過晶體管Q2和Q5之一，因而可以切換輸出端子OUT1和OUT2的輸出電流。
圖18是表示采用圖17的傳統電流開關電路的選擇電路的一例。圖18的傳統的選擇電路具有nMOS晶體管Q8和Q9，它們的源極端子彼此連接以構成差動對。nMOS晶體管Q10的漏極端子與nMOS晶體管Q8和Q9的差動對的源極端子的結點連接，作為根據輸入nMOS晶體管Q10的柵極端子的施加電壓來確定流過差動對的電流的電流源用nMOS晶體管。nMOS晶體管Q10的柵極電壓由nMOS晶體管Q2的柵極端子供給。
傳統的選擇電路還具有nMOS晶體管Q11和Q12，它們的源極端子彼此連接以構成差動對。nMOS晶體管Q13的漏極端子與nMOS晶體管Q11和Q12的差動對的源極端子的結點連接，作為根據輸入nMOS晶體管Q13的柵極端子的施加電壓來確定流過差動對的電流的電流源用nMOS晶體管。nMOS晶體管Q13的柵極電壓由nMOS晶體管Q5的柵極端子供給。傳統的選擇電路還具有負載電阻值為R8、在晶體管Q8和Q11的漏極端子和正電源1之間連接的電阻元件18，以及負載電阻值為R9、在晶體管Q9和Q12的漏極端子和正電源1之間連接的電阻元件19。
另外，傳統的選擇電路還具有選擇電路的數據輸入端子DA1，與數據輸入端子DA1互補的數據輸入端子DA2，另一個數據輸入端子DA3，與數據輸入端子DA3互補的數據輸入端子DA4，選擇電路的信號輸出端子O1，與信號輸出端子O1互補的信號輸出端子O2。
信號輸入端子IN接受例如正電壓Vdd而成為H電平時，晶體管Q2的柵極電壓Vg2(≠Vss)施加到晶體管Q10的柵極端子，響應柵極·源極間電壓而流過漏極電流Id10。若晶體管Q10的漏極電壓偏置到飽和區，則漏極電流Id10可由晶體管Q2的柵極寬Wq2與晶體管Q10的柵極寬Wq10之比(Wq2/Wq10)大致確定，獲得(Id10＝Id2×(Wq10/Wq2))的關系。
根據輸入數據輸入端子DA1和DA2的彼此互補的信號電壓，漏極電流Id10被切換成流過晶體管Q8和Q9其中之一，通過流過與漏極端子連接的電阻元件18或19，向輸出端子O1或O2輸出電壓信號(輸出電壓＝負載電阻R8或R9×Id10)。另一方面，由于晶體管Q5的柵極電壓Vg5(＝Vss)施加到晶體管Q13的柵極，因而晶體管Q13的柵極·源極間電壓Vg13變成比閾值電壓Vth小，從而晶體管Q13中沒有漏極電流流過。從而，數據輸入端子DA3和DA4中無論輸入任何信號，都沒有電流經由晶體管Q11和Q12流過電阻元件18和19，輸入數據輸入端子DA3和DA4的輸入信號不會對從信號輸出端子O1和O2取出的信號有任何的影響。
相反，信號輸入端子IN通過接受例如負電壓Vss而為L電平時，晶體管Q10的柵極電壓變成Vss，晶體管Q13的柵極電壓變成Vg3(≠Vss)，使得電流流過晶體管Q13一側，因而，從信號輸出端子O1和O2取出的信號僅僅取決于輸入數據輸入端子DA3和DA4的輸入信號，而不會受到輸入數據輸入端子DA1和DA2的輸入信號的任何影響。這樣，圖18的選擇電路通過將輸入電流開關電路的輸入電壓設定成H電平或L電平，可以切換電流流過晶體管Q10和Q13其中之一，可選擇使用數據輸入端子DA1和DA2的輸入信號或使用數據輸入端子DA3和DA4的輸入信號。
考慮圖18所示選擇電路的可靠性時，電源電壓(＝Vdd-Vss)通常設定為元件擊穿電壓以下。這里，漏極·源極間擊穿電壓BVds與柵極·漏極間擊穿電壓BVgd和柵極·源極間擊穿電壓BVgs大致相等。例如，MOS晶體管的柵極長為2.5μm時，元件擊穿電壓為2.5V，電源電壓設定在2.5V以下，MOS晶體管的柵極長為1.8μm時，元件擊穿電壓為1.8V，電源電壓設定在1.8V以下。
至此，為了改善電路的高速響應特性，雖然通過精密化改進了元件的高速響應，但是同時犧牲了元件擊穿電壓。另一方面，電路的輸出振幅與元件擊穿電壓無關，要求有一定的電平。近來，隨著元件的更高速響應化的要求，不得不將元件擊穿電壓降低到與電路所要求的輸出振幅同等的電平。
如果要從圖18的選擇電路中信號輸出端子O1和O2獲得可與元件擊穿電壓匹敵的盡可能大的輸出振幅，則晶體管Q8、Q9、Q11和Q12漏極·源極間必須施加與元件擊穿電壓同等程度的偏置電壓。此時，電源電壓(＝Vdd-Vss)必須設定成元件擊穿電壓與晶體管Q10和Q13的漏極·源極間電壓(工作于飽和區所必要的電壓)之和。
此時，電流開關電路內的CMOS反相器的pMOS晶體管Q3和nMOS晶體管Q4的元件擊穿電壓會產生問題。信號輸入端子IN通過接受例如正電壓Vdd而為H電平時，由于晶體管Q3和Q4的漏極電壓變成Vss，晶體管Q3的漏極·源極間及柵極·漏極間和晶體管Q4的柵極·源極間及柵極·漏極間施加了元件擊穿電壓以上的偏置電壓，導致元件的破壞。
信號輸入端子IN接受例如負電壓Vss而成為L電平時，由于晶體管Q3和Q4的漏極電壓變成Vdd，因而晶體管Q3的柵極·源極間及柵極·漏極間和晶體管Q4的漏極·源極間及柵極·漏極間施加了元件擊穿電壓以上的偏置電壓，因而仍然會導致元件的破壞。
本發明是為了解決傳統技術的上述問題點而提出的，其目的在于提供即使使用比各元件的擊穿電壓大的電源電壓，也可以保證各元件的施加電壓在擊穿電壓以下的電流開關電路。
響應輸入信號，上述互補型電路將上述電流鏡像電路切換成第1狀態或第2狀態，第1狀態是指通過傳送第1電流鏡像電流，令上述電流鏡像電路的一方有效，同時令上述電流鏡像電路的另一方無效的狀態；第2狀態是指令上述電流鏡像電路的上述一方無效，同時通過傳送第2電流鏡像電流，令上述電流鏡像電路的上述另一方有效的狀態，上述第1電流鏡像電流和上述第2電流鏡像電流中至少一個作為上述電平移動電流流過上述電平移動電路。
本發明的第二方面的電流開關電路將上述電平移動電路連接于上述第1電源和上述互補型電路之間，同時上述第1電流鏡像電流和上述第2電流鏡像電流分別作為第1電平移動電流和第2電平移動電流流過上述電平移動電路。
本發明的第三方面的電流開關電路將上述電平移動電路連接于上述第1電源和上述互補型電路之間，同時上述第1電流鏡像電流和上述第2電流鏡像電流的一方作為第1電平移動電流和第2電平移動電流的一方流過上述電平移動電路，還設置了傳送上述第1電平移動電流和上述第2電平移動電流的另一方的電流通路。
本發明的第四方面的電流開關電路將上述電平移動電路連接于上述第2電源和上述互補型電路之間，同時上述第1電流鏡像電流和上述第2電流鏡像電流分別作為第1電平移動電流和第2電平移動電流流過上述電平移動電路，在接受上述輸入信號的輸入端子的附近還設置了確保規定的偏置的偏置電路。
本發明的第五方面的電流開關電路，由CMOS反相器形成上述互補型電路。
圖1是本發明的實施例1的電流開關電路的電路圖。
圖2是本發明的實施例2的電流開關電路的電路圖。
圖3是本發明的實施例3的電流開關電路的電路圖。
圖4是本發明的實施例4的電流開關電路的電路圖。
圖5是本發明的實施例5的電流開關電路的電路圖。
圖6是本發明的實施例6的電流開關電路的電路圖。
圖7是本發明的實施例7的電流開關電路的電路圖。
圖8是本發明的實施例8的電流開關電路的電路圖。
圖9是本發明的實施例9的電流開關電路的電路圖。
圖10是本發明的實施例10的電流開關電路的電路圖。
圖12是本發明的實施例12的電流開關電路的電路圖。
圖13是本發明的實施例13的電流開關電路的電路圖。
圖14是本發明的實施例14的電流開關電路的電路圖。
圖15是本發明的實施例15的電流開關電路的電路圖。
圖16是本發明的實施例16的電流開關電路的電路圖。
圖17是傳統的電流開關電路的電路圖。
圖18是應用圖17的傳統的電流開關電路的選擇電路的電路圖。
符號說明1正電源，2負電源，11電阻元件，12電阻元件，13電阻元件，14電阻元件，15電阻元件，16電阻元件，17電阻元件，20CMOS反相器，21二極管，30互補型電路，31nMOS晶體管，51npn雙極型晶體管。
實施例1圖1表示本發明的實施例1的電流開關電路。該電流開關電路與圖17的傳統的電流開關電路一樣，包括具有正電壓Vdd的正電源1，具有負電壓Vss的負電源2，信號輸入端子IN，信號輸出端子OUT1和OUT2，將輸出電流供給信號輸出端子OUT1的nMOS晶體管Q1、Q2和Q10，具有電阻R1、決定流過nMOS晶體管Q2的第1電流(漏極電流)I1的電阻元件11，構成CMOS反相器20的pMOS晶體管Q3和nMOS晶體管Q4，將輸出電流供給信號輸出端子OUT2的nMOS晶體管Q5及Q13，具有電阻R2、決定流過nMOS晶體管Q5的第2電流(漏極電流)I2的電阻元件12。
電流開關電路還包括具有電阻R3、連接于正電源1和pMOS晶體管Q3之間的電阻元件13。電阻元件13作為向CMOS反相器20施加規定的電壓降的電平移動電路工作，使施加于CMOS反相器20的電壓在擊穿電壓以下。
該電流開關電路中，具有電阻元件11和nMOS晶體管Q2及Q10的第1電流鏡像電路和具有電阻元件12和nMOS晶體管Q5及Q13的第2電流鏡像電路形成一對電流鏡像電路。
作為互補型電路工作的CMOS反相器20響應信號輸入端子IN的輸入信號，將電流鏡像電路切換成第1狀態或第2狀態，第1狀態是指通過傳送第1電流I1，令第1電流鏡像電路有效，同時令第2電流鏡像電路無效的狀態；第2狀態是指通過傳送第2電流I2，令第1電流鏡像電路無效，同時令第2電流鏡像電路有效的狀態。另外，流過第1電流鏡像電路的第1電流I1和流過第2電流鏡像電路的第2電流I2分別作為第1電平移動電流和第2電平移動電流，流過電阻R3。
電流開關電路中，例如，假定正電源1接地，另一方面，向負電源2供給負電壓Vss，其對于晶體管Q1～Q5的閾值電壓Vth(例如，Vth＞0)滿足(|Vss|＞2×Vth)的關系。信號輸入端子IN通過接受例如正電壓Vdd而為H電平時，由于電流鏡像電路設定成上述第1狀態，晶體管Q1和Q2的各個柵極·源極間電壓Vgs1和Vgs2變成比晶體管Q1～Q5的閾值電壓Vth大，因而晶體管Q1和Q2導通。結果，第1電流I1流過晶體管Q1和Q2。
由于第1電流I1經由電阻元件13流過晶體管Q1和Q2，來自晶體管Q1的漏極電壓的正電源1的正電壓Vdd的電壓降等于第1電流I1和電阻R3的積。另一方面，CMOS反相器20的輸出電壓是負電壓Vss，因而晶體管Q5變成截止，從而，第2電流I2不流過晶體管Q5。
相反，信號輸入端子IN通過接受例如負電壓Vss而為L電平時，由于電流鏡像電路設定成上述第2狀態，晶體管Q2變成截止，因而第1電流I1不流過晶體管Q2。另一方面，由于CMOS反相器20的輸出電壓上升到正電壓Vdd，晶體管Q5變成導通，因而第2電流I2流過晶體管Q5。若設定電阻R1和R2使第1電流I1和第2電流I2相等，則電阻元件13的電平移動量可保持一定，與信號輸入端子IN的輸入信號無關。
另外，若選擇電阻R3，使得電源電壓(＝Vdd-Vss)減去電阻13的電平移動量(第1電流I1和電阻R3的積或第2電流I2和電阻R3的積)后的差在元件擊穿電壓，即晶體管Q3和Q4的漏極·源極間擊穿電壓BVds和晶體管Q1的柵極·漏極間擊穿電壓BVgd以下，且第1電流I1和電阻R3的積或第2電流I2和電阻R3的積在元件擊穿電壓，即晶體管Q1、Q3和Q4的柵極·漏極間擊穿電壓BVgd以下，則晶體管Q1、Q3和Q4總是在元件擊穿電壓以下的偏置狀態下動作。結果，不會破壞晶體管Q1、Q3和Q4，最大可使用相當于元件擊穿電壓的2倍的電源電壓。
該實施例中，即使使用晶體管Q1、Q3和Q4的擊穿電壓以上的電源電壓，晶體管Q1、Q3和Q4也可保證總是在擊穿電壓以下的偏置狀態下動作。
實施例2圖2表示本發明的實施例2的電流開關電路。實施例1的電流開關電路中，信號輸入端子IN為H電平時，電阻元件11的兩端的電壓變成小于元件擊穿電壓減去閾值電壓Vth的2倍后的差。元件擊穿電壓若小，則電阻元件11的兩端的電位差接近零，用電阻元件R1決定第1電流I1變得很困難。
因而，該實施例中，取代nMOS晶體管Q1，在信號輸入端子IN和電阻元件11之間插入具有電阻R4的電阻元件14。通過將晶體管Q1置換成電阻元件14，由于第1電流鏡像電路從電阻元件R3分離，流過導通狀態的晶體管Q2的電流Id2不同于流過電阻元件13的第1電流I1。從而，電流Id2對電阻元件13中的電壓降沒有貢獻。因而，為了傳送第1電流I1，設置了由具有電阻R5的電阻元件15和nMOS晶體管Q6組成的電流通路。電流開關電路的其他構成與圖10電流開關電路一樣。
從而，信號輸入端子IN通過接受例如正電壓Vdd而為H電平時，流過晶體管Q2的電流Id2由電阻R1和R4的串聯電阻和該串聯電阻的兩端的電壓決定，與實施例1相比，由于該串聯電阻的兩端電壓變大了一個閾值電壓左右，因而設定流過晶體管Q2的電流Id2變得容易。
信號輸入端子IN通過接受例如正電壓Vdd而為H電平時，由于晶體管Q6的柵極端子與電阻元件11和電阻元件14的結點連接，晶體管Q6的柵極·源極間電壓變成閾值電壓以上，因而第1電流I1流過晶體管Q6。相反，信號輸入端子IN通過接受例如負電壓Vss而為L電平時，晶體管Q2和Q6變成截止，晶體管Q5變成導通，因而與實施例1一樣，第2電流I2流過晶體管Q5。
通過優化電阻R5，可以設定第1電流I1和第2電流I2相等。電阻元件14具有保證CMOS反相器20的輸入，即晶體管Q3和Q4的柵極端子的電壓不上升到Vdd的功能。
該實施例中，若設定電阻元件14的電壓降和電阻元件13的電壓降相等，使得實施例1所述的第1電流I1和電阻R3的積或第2電流I2和電阻R3的積在元件擊穿電壓以下，則可以無視選擇電阻R3的制約條件。
這樣，該實施例中，與實施例1比較，設定流過晶體管Q2的電流Id2變得容易，同時，即使是使用晶體管Q3和Q4的擊穿電壓以上的任何電源電壓，也不會破壞晶體管Q3和Q4。
另外，該實施例中，即使使用晶體管Q3和Q4的擊穿電壓以上的電源電壓，晶體管Q3和Q4也可保證總是在擊穿電壓以下的偏置狀態下動作。
而且，該實施例中，與信號輸入端子IN的輸入信號無關，可以用電阻元件13獲得期望的電壓降。
實施例3圖3表示本發明的實施例3的電流開關電路。該電流開關電路中，電阻元件13插入負電源2和晶體管Q4之間。具有電阻R6的電阻元件16和具有電阻R7的電阻元件17的串聯電路作為保證晶體管Q10柵極電壓的偏置電路工作，使得晶體管Q10柵極·漏極間電壓Vgd1與信號輸入端子IN的輸入信號無關，變成在元件擊穿電壓以下。未設置該偏置電路時，若晶體管Q1的柵極端子設定為Vss，則晶體管Q1的柵極·漏極間電壓Vgd1當然會變成晶體管Q1的擊穿電壓BVgd以上，破壞晶體管Q1。
電流開關電路的其他構成與圖1的電流開關電路一樣。電阻元件16的電平移動量Vr6在晶體管Q10擊穿電壓BVgd以下且信號輸入端子IN通過接受例如負電壓Vss而為L電平時，設定電阻元件16的電阻R6和電阻元件17的電阻R7，使電阻元件13的電位差Vr3和電阻元件17的電位差Vr7大致相等。即，設定電阻元件16的電阻R6和電阻元件17的電阻R7，使之滿足(Vr6＝R6/(R6+R7)·(Vdd-Vss)＜BVgd)和(Vr7R3×12)的關系。從而，對于信號輸入端子IN的任意的信號輸入，晶體管Q1的柵極·漏極間電壓Vgd1可保證滿足(Vgd1＝Vr6＜BVgd)的關系且可提高電源電壓。
該實施例中，即使使用晶體管Q3和Q4的擊穿電壓以上的電源電壓，也可保證晶體管Q3和Q4總是在擊穿電壓以下的偏置狀態動作。
另外，該實施例中，即使使用晶體管Q3和Q4的擊穿電壓以上的任意電源電壓，也不會破壞晶體管Q3和Q4。
實施例4圖4表示本發明的實施例4的電流開關電路。該電流開關電路具有將圖3的電流開關電路中晶體管Q1的柵極端子和源極端子短路并刪除晶體管Q1的構成。信號輸入端子IN通過接受例如正電壓Vdd而為H電平時，流過晶體管Q2的第1電流I1由電阻R6及R7和電阻R1的合成電阻和合成電阻的兩端施加的電壓(Vdd-Vss-Vds2)決定，Vds2指晶體管Q2的漏極·源極間電壓。
實施例3中，即使不能充分確保電阻元件11的兩端間的電壓時，通過采用本構成，與實施例3比較，由于合成電阻的兩端的電壓變大了一個閾值的量，因而設定流過晶體管Q2的第1電流I1變得容易。
設定電阻元件16的電阻R6和電阻元件17的電阻R7，使得當信號輸入端子IN通過接受例如正電壓Vdd而為H電平時，通過電阻R6及R7和電阻R1的合成電阻，期望的第1電流I1可由下式(I1＝(Vdd-Vss-Vds2)/(R1+R6·R7/(R6+R7)))獲得，同時，信號輸入端子IN通過接受例如負電壓Vss而為L電平時，電阻元件16的電平移動量Vr6在元件擊穿電壓BVgd以下且電阻元件13的電平移動量Vr3和電阻元件17的電平移動量Vr7大致相等，即，滿足(Vr6＝R6/(R6+R7)·(Vdd-Vss)＜BVgd)和(Vr7R3×12)的關系。
該實施例中，即使使用晶體管Q3和Q4的擊穿電壓以上的電源電壓，晶體管Q3和Q4也可保證總是在擊穿電壓以下的偏置狀態動作。
另外，該實施例中，即使使用晶體管Q3和Q4的擊穿電壓以上的任意電源電壓，也不會破壞晶體管Q3和Q4。
實施例5圖5表示本發明的實施例5的電流開關電路。該電流開關電路具有將圖1的電流開關電路中作為電平移動電路工作的電阻元件13置換成二極管21的構成。二極管21是由，例如nMOS晶體管的源極/漏極電極(n+)和p阱，或，pMOS晶體管的源極/漏極電極(P+)和n阱構成的二極管。該電流開關電路中也可獲得與實施例1一樣的效果。
該電流開關電路的最大允許電源電壓與傳統電路比較，提高了二極管21的電平移動量Vdio，例如0.7V。而且，使用大電源電壓時，通過串聯連接多個二極管21，也可獲得一樣的效果。
該實施例中，即使使用晶體管Q1、Q3和Q4的擊穿電壓以上的電源電壓，晶體管Q1、Q3和Q4也可保證總是在擊穿電壓以下的偏置狀態動作。
實施例6圖6表示本發明的實施例6的電流開關電路。該電流開關電路具有將圖2的電流開關電路中作為電平移動電路工作的電阻元件13置換成二極管21的構成。該電流開關電路中也可獲得與實施例2一樣的效果。
設定電阻元件14的電阻R4，使得信號輸入端子IN通過接受例如正電壓Vdd而為H電平時的電阻元件14的兩端間的電壓Vr4(＝R4×Id2)與二極管21的電平移動量Vdio大致相等。從而，該電流開關電路的最大允許電源電壓與傳統電路比較，提高了二極管21的電平移動量Vdio，例如0.7V。
而且，使用大電源電壓時，通過串聯連接多個二極管21，也可獲得一樣的效果。此時，設定電阻元件14的電阻R4，使得輸入信號端子IN通過接受例如正電壓Vdd而為H電平時的電阻元件14的兩端間的電壓Vr4與多個串聯連接的二極管21的電平移動量Vdiot大致相等。例如，2個二極管21串聯連接時，可獲得(Vdiot＝Vdio×2R4×Id2)的關系。
該實施例中，即使使用晶體管Q3和Q4的擊穿電壓以上的電源電壓，晶體管Q3和Q4也可保證總是在擊穿電壓以下的偏置狀態動作。
另外，該實施例中，與信號輸入端子IN的輸入信號無關，用二極管21可以獲得期望的電壓降。
而且，該實施例中，即使使用晶體管Q3和Q4的擊穿電壓以上的任意電源電壓，也不會破壞晶體管Q3和Q4。
實施例7圖7表示本發明的實施例7的電流開關電路。該電流開關電路具有將圖3的電流開關電路中作為電平移動電路工作的電阻元件13置換成二極管21的構成。該電流開關電路中也可獲得與實施例3一樣的效果。設定電阻元件16的電阻R6和電阻元件17的電阻R7，使得電阻元件16的電平移動量Vr6在元件擊穿電壓BVgd以下且輸入信號端子IN通過接受例如負電壓Vss而為L電平時的電阻元件17的兩端間的電壓Vr7(＝R7/(R6+R7)(Vdd-Vss))與二極管21的電平移動量Vdio大致相等。
從而，該電流開關電路的最大允許電源電壓與傳統電路比較，提高了二極管21的電平移動量Vdio，例如0.7V。
而且，使用大電源電壓時，通過串聯連接多個二極管21也可獲得一樣的效果。此時，設定電阻元件17的電阻R7，使得輸入信號端子IN通過接受例如負電壓Vss而為L電平時的電阻元件17的兩端間的電壓Vr7與多個串聯連接的二極管21的電平移動量Vdiot大致相等。例如，2個二極管21串聯連接時，可獲得(Vdiot＝Vdio×2Vr7＝R7/(R6+R7)(Vdd-Vss))的關系。
該實施例中，即使使用晶體管Q3和Q4的擊穿電壓以上的電源電壓，晶體管Q3和Q4也可保證總是在擊穿電壓以下的偏置狀態動作。
另外，該實施例中，即使使用晶體管Q3和Q4的擊穿電壓以上的任意電源電壓，也不會破壞晶體管Q3和Q4。
實施例8圖8表示本發明的實施例8的電流開關電路。該電流開關電路具有將圖4的電流開關電路中作為電平移動電路工作的電阻元件13置換成二極管21的構成。該電流開關電路中也可獲得與實施例4一樣的效果。
設定電阻元件11的電阻R1、電阻元件16的電阻R6和電阻元件17的電阻R7，使得信號輸入端子IN通過接受例如正電壓Vdd而為H電平時，通過電阻R6及R7和電阻R1的合成電阻，期望的第1電流11可由下式(11＝(Vdd-Vss-Vds2)/(R1+R6R7/(R6+R7)))獲得，同時，信號輸入端子IN通過接受例如負電壓Vss而為L電平時，電阻16的電平移動量Vr6在元件擊穿電壓BVgd以下且電阻17的兩端間的電壓Vr7與二極管21的電平移動量Vdio大致相等，即，滿足(Vr6＝R6/(R6+R7)(Vdd-Vss)＜BVgd)和(Vr7Vdio)的關系。
從而，該電流開關電路的最大允許電源電壓與傳統電路比較，提高了二極管21的電平移動量Vdio，例如0.7V。
而且，使用大電源電壓時，通過串聯連接多個二極管21也可獲得一樣的效果。此時，設定電阻元件17的電阻R7，使得輸入信號端子IN通過接受例如負電壓Vss而為L電平時的電阻元件17的兩端間的電壓Vr7與多個串聯連接的二極管210電平移動量Vdiot大致相等。例如，2個二極管21串聯連接時，可獲得(Vdiot＝Vdio×2Vr7＝R7/(R6+R7)(Vdd-Vss))的關系。
該實施例中，即使使用晶體管Q3和Q4的擊穿電壓以上的電源電壓，晶體管Q3和Q4也可保證總是在擊穿電壓以下的偏置狀態動作。
另外，該實施例中，即使使用晶體管Q3和Q4的擊穿電壓以上的任意電源電壓，也不會破壞晶體管Q3和Q4。
實施例9圖9表示本發明的實施例9的電流開關電路。該電流開關電路具有將圖1的電流開關電路中作為電平移動電路工作的電阻元件13置換成柵極端子和漏極端子短路的nMOS晶體管31的構成。該電流開關電路中也可獲得與實施例1一樣的效果。
該電流開關電路的最大允許電源電壓與傳統電路比較，提高了nMOS晶體管31的電平移動量(＞閾值電壓)。而且，使用大電源電壓時，通過串聯連接多個nMOS晶體管31也可獲得一樣的效果。
該實施例中，即使使用晶體管Q1、Q3和Q4的擊穿電壓以上的電源電壓，晶體管Q1，Q3和Q4也可保證總是在擊穿電壓以下的偏置狀態動作。
實施例10圖10表示本發明的實施例10的電流開關電路。該電流開關電路具有將圖2的電流開關電路中作為電平移動電路工作的電阻元件13置換成柵極端子和漏極端子短路的nMOS晶體管31的構成。該電流開關電路中也可獲得與實施例2一樣的效果。設定電阻元件14的電阻R4，使得信號輸入端子IN通過接受例如正電壓Vdd而為H電平時的電阻元件14的兩端間的電壓與nMOS晶體管31的電平移動量大致相等。從而，該電流開關電路的最大允許電源電壓與傳統電路比較，提高了nMOS晶體管31的電平移動量(＞閾值電壓)。
而且，使用大電源電壓時，通過串聯連接多個nMOS晶體管31也可獲得一樣的效果。此時，設定電阻元件14的電阻R4，使得信號輸入端子IN通過接受例如正電壓Vdd而為H電平時的電阻元件14的兩端間的電壓與多個串聯連接的nMOS晶體管31的電平移動量大致相等。
該實施例中，即使使用晶體管Q3和Q4的擊穿電壓以上的電源電壓，晶體管Q3和Q4也可保證總是在擊穿電壓以下的偏置狀態動作。
另外，該實施例中，與信號輸入端子IN的輸入信號無關，用nMOS晶體管31可獲得期望的電壓降。
而且，該實施例中，即使使用晶體管Q3和Q4的擊穿電壓以上的任意電源電壓，也不會破壞晶體管Q3和Q4。
實施例11圖11表示本發明的實施例11的電流開關電路。該電流開關電路具有將圖3的電流開關電路中作為電平移動電路工作的電阻元件13置換成柵極端子和漏極端子短路的nMOS晶體管31的構成。該電流開關電路中也可獲得與實施例3一樣的效果。
設定電阻元件16的電阻R6和電阻元件17的電阻R7，使得輸入信號端子IN通過接受例如負電壓Vss而為L電平時的電阻元件17的兩端間的電壓與nMOS晶體管31的電平移動量大致相等。從而，該電流開關電路的最大允許電源電壓與傳統電路比較，提高了nMOS晶體管31的電平移動量(＞閾值電壓)。
而且，使用大電源電壓時，通過串聯連接多個nMOS晶體管31也可獲得一樣的效果。此時，設定電阻元件16的電阻R6和電阻元件17的電阻R7，使得信號輸入端子IN通過接受例如負電壓Vss而為L電平時的電阻元件17的兩端間的電壓與多個串聯連接的nMOS晶體管31的電平移動量大致相等。
該實施例中，即使使用晶體管Q3和Q4的擊穿電壓以上的電源電壓，晶體管Q3和Q4也可保證總是在擊穿電壓以下的偏置狀態動作。
另外，該實施例中，即使使用晶體管Q3和Q4的擊穿電壓以上的任意電源電壓，也不會破壞晶體管Q3和Q4。
實施例12圖12表示本發明的實施例12的電流開關電路。該電流開關電路具有將圖4的電流開關電路中作為電平移動電路工作的電阻元件13置換成柵極端子和漏極端子短路的nMOS晶體管31的構成。該電流開關電路中也可獲得與實施例4一樣的效果。
設定電阻元件11的電阻R1、電阻元件16的電阻R6和電阻元件17的電阻R7，使得輸入信號端子IN通過接受例如負電壓Vss而為L電平時的電阻元件17的兩端間的電壓與nMOS晶體管31的電平移動量大致相等。從而，該電流開關電路的最大允許電源電壓與傳統電路比較，提高了nMOS晶體管31的電平移動量(＞閾值電壓)。
而且，使用大電源電壓時，通過串聯連接多個nMOS也可獲得一樣的效果。此時，設定電阻元件11的電阻R1、電阻元件16的電阻R6和電阻元件17的電阻R7，使得信號輸入端子IN通過接受例如負電壓Vss而為L電平時的電阻元件17的兩端間的電壓與多個串聯連接的nMOS晶體管31的電平移動量大致相等。
該實施例中，即使使用晶體管Q3和Q4的擊穿電壓以上的電源電壓，晶體管Q3和Q4也可保證總是在擊穿電壓以下的偏置狀態動作。
另外，該實施例中，即使使用晶體管Q3和Q4的擊穿電壓以上的任意電源電壓，也不會破壞晶體管Q3和Q4。
實施例13圖13表示本發明的實施例13的電流開關電路。該電流開關電路具有將圖9的電流開關電路中的pMOS晶體管和nMOS晶體管分別置換成pnp雙極型晶體管和npn雙極型晶體管，即，pMOS晶體管Q3置換成pnp雙極型晶體管43，同時nMOS晶體管31、Q1-Q2、Q4-Q5、Q10分別置換成npn雙極型晶體管51、41-42、44-45、48和49的構成。
從而，與圖9的nMOS晶體管31對應的npn雙極型晶體管51作為電平移動電路工作，另一方面，與圖9的pMOS晶體管Q3和nMOS晶體管Q4分別對應的pnp雙極型晶體管43和npn雙極型晶體管44形成互補型電路30。該電流開關電路中也可獲得與實施例9一樣的效果。
該電流開關電路的最大允許電源電壓與傳統電路比較，提高了基極端子和集電極端子短路的npn雙極型晶體管51的電平移動量，即，阻擋層電壓，例如0.7V。
而且，使用大電源電壓時，通過串聯連接多個npn雙極型晶體管51也可獲得一樣的效果。
該實施例中，即使使用雙極型晶體管41、43和44的擊穿電壓以上的電源電壓，雙極型晶體管41，43和44也可保證總是在擊穿電壓以下的偏置狀態動作。
實施例14圖14表示本發明的實施例14的電流開關電路。與實施例13一樣，該電流開關電路具有將圖10的電流開關電路中的pMOS晶體管和nMOS晶體管分別置換成pnp雙極型晶體管和npn雙極型晶體管，即，pMOS晶體管Q3置換成pnp雙極型晶體管43，同時nMOS晶體管31、Q2、Q4-Q6、Q10和Q13分別置換成npn雙極型晶體管51、42、44-46、48和49的構成。
從而，與圖10的nMOS晶體管31對應的npn雙極型晶體管51作為電平移動電路工作，另一方面，與圖10的pMOS晶體管Q3和nMOS晶體管Q4分別對應的pnp雙極型晶體管43和npn雙極型晶體管44形成互補型電路30。該電流開關電路中也可獲得與實施例10一樣的效果。
該電流開關電路的最大允許電源電壓與傳統電路比較，提高了基極端子和集電極端子短路的npn雙極型晶體管51的電平移動量，即，阻擋層電壓，例如0.7V。
而且，使用大電源電壓時，通過串聯連接多個npn雙極型晶體管51也可獲得一樣的效果。
該實施例中，即使使用雙極型晶體管43和44的擊穿電壓以上的電源電壓，雙極型晶體管43和44也可保證總是在擊穿電壓以下的偏置狀態動作。
另外，該實施例中，與信號輸入端子IN的輸入信號無關，可以用npn雙極型晶體管51獲得期望的電壓降。
而且，該實施例中，即使使用雙極型晶體管43和44的擊穿電壓以上的任意電源電壓，也不會破壞雙極型晶體管43和44。
實施例15圖15表示本發明的實施例15的電流開關電路。與實施例13一樣，該電流開關電路具有將圖11的電流開關電路中的pMOS晶體管和nMOS晶體管分別置換成pnp雙極型晶體管和npn雙極型晶體管，即，pMOS晶體管Q3置換成pnp雙極型晶體管43，同時nMOS晶體管31、Q1-Q2、Q4-Q5、Q10和Q13分別置換成npn雙極型晶體管51、41-42、44-45、48和49的構成。
從而，與圖11的nMOS晶體管31對應的npn雙極型晶體管51作為電平移動電路工作，另一方面，與圖11的pMOS晶體管Q3和nMOS晶體管Q4分別對應的pnp雙極型晶體管43和npn雙極型晶體管44形成互補型電路30。該電流開關電路中也可獲得與實施例11一樣的效果。
該電流開關電路的最大允許電源電壓與傳統電路比較，提高了基極端子和集電極端子短路的npn雙極型晶體管51的電平移動量，即，阻擋層電壓，例如0.7V。
而且，使用大電源電壓時，通過串聯連接多個npn雙極型晶體管51也可獲得一樣的效果。
該實施例中，即使少使用雙極型晶體管43和44的擊穿電壓以上的電源電壓，雙極型晶體管43和44也可保證總是在擊穿電壓以下的偏置狀態動作。
另外，該實施例中，即使使用雙極型晶體管43和44的擊穿電壓以上的任意電源電壓，也不會破壞雙極型晶體管Q3和Q4。
實施例16圖16表示本發明的實施例16的電流開關電路。與實施例13一樣，該電流開關電路具有將圖12的電流開關電路中pMOS晶體管和nMOS晶體管分別置換成pnp雙極型晶體管和npn雙極型晶體管，即，pMOS晶體管Q3置換成pnp雙極型晶體管43，同時nMOS晶體管31、Q2、Q4-Q5、Q10和Q13分別置換成npn雙極型晶體管51、42、44-45、48和49的構成。
從而，與圖12的nMOS晶體管31對應的npn雙極型晶體管51作為電平移動電路工作，另一方面，與圖12的pMOS晶體管Q3和nMOS晶體管Q4分別對應的pnp雙極型晶體管43和npn雙極型晶體管44形成互補型電路30。該電流開關電路中也可獲得與實施例12一樣的效果。
該電流開關電路的最大允許電源電壓與傳統電路比較，提高了基極端子和集電極端子短路的npn雙極型晶體管51的電平移動量，即，阻擋層電壓，例如0.7V。
而且，使用大電源電壓時，通過串聯連接多個npn雙極型晶體管51也可獲得一樣的效果。
該實施例中，即使使用雙極型晶體管43和44的擊穿電壓以上的電源電壓，雙極型晶體管43和44也可保證總是在擊穿電壓以下的偏置狀態動作。
另外，該實施例中，即使使用雙極型晶體管43和44的擊穿電壓以上的任意電源電壓，也不會破壞雙極型晶體管Q3和Q4。
如上所述，根據本發明第一方面，電流開關電路包括互補型電路，連接于第1電源和電位比上述第1電源低的第2電源之間；一對電流鏡像電路，與上述互補型電路連接；電平移動電路，連接于上述第1電源和上述第2電源的其中之一和上述互補型電路之間，通過流通的電平移動電流向上述互補型電路施加規定的電壓降，響應輸入信號，上述互補型電路將上述電流鏡像電路切換成第1狀態或第2狀態，第1狀態是指通過傳送第1電流鏡像電流，令上述電流鏡像電路的一方有效，同時令上述電流鏡像電路的另一方無效的狀態；第2狀態是指令上述電流鏡像電路的上述一方無效，同時通過傳送第2電流鏡像電流，令上述電流鏡像電路的上述另一方有效的狀態，上述第1電流鏡像電流和上述第2電流鏡像電流中至少一個作為上述電平移動電流流過上述電平移動電路，因而，即使使用互補型電路的元件的擊穿電壓以上的電源電壓，互補型電路的元件也可保證總是在互補型電路的元件的擊穿電壓以下的偏置狀態動作，同時，與輸入信號無關，可用電平移動電路獲得期望的電壓降，而且，即使使用互補型電路的元件的擊穿電壓以上的任意電源電壓，也不會破壞互補型電路的元件。
另外，根據本發明的第二方面，將上述電平移動電路連接于上述第1電源和上述互補型電路之間，同時上述第1電流鏡像電流和上述第2電流鏡像電流分別作為第1電平移動電流和第2電平移動電流流過上述電平移動電路，因而，即使使用互補型電路的元件的擊穿電壓以上的電源電壓，互補型電路的元件也可保證總是在互補型電路的元件的擊穿電壓以下的偏置狀態動作。
另外，根據本發明的第三方面，將上述電平移動電路連接于上述第1電源和上述互補型電路之間，同時上述第1電流鏡像電流和上述第2電流鏡像電流的一方作為第1電平移動電流和第2電平移動電流的一方流過上述電平移動電路，還設置了傳送上述第1電平移動電流和上述第2電平移動電流的另一方的電流通路，因而，即使使用互補型電路的元件的擊穿電壓以上的電源電壓，互補型電路的元件也可保證總是在互補型電路的元件的擊穿電壓以下的偏置狀態動作，同時，與輸入信號無關，可用電平移動電路獲得期望的電壓降，而且，即使使用互補型電路的元件的擊穿電壓以上的任意電源電壓，也不會破壞互補型電路的元件。
另外，根據本發明的第四方面，將上述電平移動電路連接于上述第2電源和上述互補型電路之間，同時上述第1電流鏡像電流和上述第2電流鏡像電流分別作為第1電平移動電流和第2電平移動電流流過上述電平移動電路，在接受上述輸入信號的輸入端子的附近還設置了確保規定的偏置的偏置電路，因而，即使使用互補型電路的元件的擊穿電壓以上的電源電壓，互補型電路的元件也可保證總是在互補型電路的元件的擊穿電壓以下的偏置狀態動作，同時，即使使用互補型電路的元件的擊穿電壓以上的任意電源電壓，也不會破壞互補型電路的元件。
另外，根據本發明的第五方面，上述互補型電路由CMOS反相器形成，因而可實現電流開關電路的低功率消耗。
權利要求
1.一種電流開關電路，包括互補型電路，連接于第1電源和電位比上述第1電源低的第2電源之間；一對電流鏡像電路，與上述互補型電路連接；電平移動電路，連接于上述第1電源和上述第2電源的其中之一和上述互補型電路之間，通過流通的電平移動電流向上述互補型電路施加規定的電壓降，響應輸入信號，上述互補型電路將上述電流鏡像電路切換成第1狀態或第2狀態，第1狀態是指通過傳送第1電流鏡像電流，令上述電流鏡像電路的一方有效，同時令上述電流鏡像電路的另一方無效的狀態；第2狀態是指令上述電流鏡像電路的上述一方無效，同時通過傳送第2電流鏡像電流令上述電流鏡像電路的上述另一方有效的狀態，上述第1電流鏡像電流和上述第2電流鏡像電流中至少一個作為上述電平移動電流流過上述電平移動電路。
2.如權利要求1所述的電流開關電路，其特征在于，上述電平移動電路連接于上述第1電源和上述互補型電路之間，同時上述第1電流鏡像電流和上述第2電流鏡像電流分別作為第1電平移動電流和第2電平移動電流流過上述電平移動電路。
3.如權利要求1所述的電流開關電路，其特征在于，上述電平移動電路連接于上述第1電源和上述互補型電路之間，同時上述第1電流鏡像電流和上述第2電流鏡像電流的一方作為第1電平移動電流和第2電平移動電流的一方流過上述電平移動電路，還設置了傳送上述第1電平移動電流和上述第2電平移動電流的另一方的電流通路。
4.如權利要求1所述的電流開關電路，其特征在于，上述電平移動電路連接于上述第2電源和上述互補型電路之間，同時上述第1電流鏡像電流和上述第2電流鏡像電流分別作為第1電平移動電流和第2電平移動電流流過上述電平移動電路，在接受上述輸入信號的輸入端子的附近還設置了確保規定的偏置的偏置電路。
5.如權利要求1所述的電流開關電路，其特征在于，由CMOS反相器形成上述互補型電路。
全文摘要
提供即使使用比各元件的擊穿電壓大的電源電壓，也可保證各元件的施加電壓在擊穿電壓以下的電流開關電路。電流開關電路包括互補型電路，連接于第1電源和比第1電源低電位的第2電源之間；一對電流鏡像電路，與互補型電路連接；電平移動電路，連接于第1電源和第2電源的其中之一和互補型電路之間，通過流通的電平移動電流向互補型電路施加規定的電壓降，另外，響應輸入信號，互補型電路將電流鏡像電路切換成一方有效另一方無效的狀態，而且，第1和第2電流鏡像電流中至少一個作為電平移動電流流過電平移動電路。
文檔編號H03K19/0185GK1467914SQ03104179
公開日2004年1月14日 申請日期2003年2月13日 優先權日2002年6月6日
發明者宮下美代, 山本和也, 島田征明, 也, 明 申請人:三菱電機株式會社