專利名稱：無線接收機及無線接收方法
技術領域：
本發明涉及直接變換方式的無線接收機及無線接收方法，特別是涉及內置直流偏置消除器的直接變換方式的無線接收機及無線接收方法。
背景技術：
近年來，在無線通信機器中，從可以削減部件個數、IC單片化這一點出發，將高頻(RF)信號與相同頻率的本機振蕩(LO)信號相乘、直接取出基帶信號(B/B信號)的直接變換方式的實用化正在開始。
不過，在直接變換方式接收機中，直流(DC)偏置分量成為很大問題。作為問題所在，如谷本洋的“直接變換接收機用混頻器的研究開發動向電子情報通信學會論文志C Vol.J84-C No.5 pp.337-3482001年5月”所示，由于接收頻率和本地振蕩頻率相同，本地振蕩信號在低噪聲放大器(LNA)和天線的通頻帶中，不能與接收信號完全隔離。因此，本地振蕩信號會泄漏到天線及LNA中，這個泄漏分量，作為正交解調器的輸入通過頻率變換生成DC偏置分量。這就是稱為本地振蕩信號自混頻DC偏置的問題。
此外，因為接收機一般必須處理達到100dB的接收頻率的動態范圍，有時LNA必須將預先設定的幾個增益以階梯狀進行切換，而在增益切換時，從正交解調器觀察的LNA的阻抗會改變。因此之故，本地振蕩信號的泄漏分量，由于LNA的增益切換而改變，由于自混頻引起的DC偏置分量也會改變。
另外，不僅是自混頻引起的DC偏置分量，而且構成接收機的正交解調器、低頻濾波器、可變增益放大器(VGA)本身也由于電路構成元件的偏差等問題而帶有DC偏置分量。
因為DC偏置分量有可能超過接收機的動態范圍而引起接收信號的飽和，使接收特性劣化，所以在直接變換方式接收機中，必須利用DC偏置消除器，將適當的DC偏置分量除掉。
一般講，電路構成元件的偏差所引起的DC偏置分量在時間上大致是一定的，可以很容易利用除掉預先確定的固定DC分量的DC分量消除器去掉。不過，因為自混頻引起的DC偏置分量，會由于接收機中的LNA的階梯狀的增益切換而改變，而其改變幅度的大小與接收信號強度比較不可忽略，利用上述的除去固定的DC偏置分量的方法除去LNA的增益時等產生的變動的DC偏置分量很困難，必須在測定接收信號的變動的同時具有進行反饋控制的新的DC偏置消除器。
因為在直接變換方式接收機中，接收信號電場強度在LNA增益切換水平附近時，由于增益控制信號產生頻繁的LNA的增益切換，DC偏置消除器不能追隨階梯狀的變化很大的DC偏置分量的頻繁改變，VGA輸出的DC偏置分量的殘余會引起接收特性的劣化。
特別是在時間上連續的接收的場合，由于衰落等使接收中發生LNA增益切換的接收機，在LNA的階梯狀的高增益/低增益的增益切換時，由于自混頻引起的DC偏置分量在接收中會發生急劇的變動。這一點，如上所述，因為在LNA的增益切換時，從LNA的解調器觀察的阻抗發生改變，由于VGA輸出的DC偏置分量的殘余引起接收特性的劣化，有時會使得接收不能進行。
因為DC偏置分量的殘余，如上所述，是取決于DC偏置分量的電路構成的旁路特性的，所以通過提高旁路特性的截止頻率，可以縮短DC偏置分量過渡響應分量的收斂時間。不過在此場合，必需的信號也受到削減而使接收特性劣化，有時會使得接收不能進行。
如上所述，如果為了實現直接變換方式接收機，關于必需的DC偏置分量，伴隨LNA的頻繁增益切換的過渡響應分量的發生間隔變得很短，則會產生基帶信號的數字解調不能進行的問題。此外，伴隨著LNA的階梯狀的增益切換，VGA輸出的DC偏置分量過渡響應分量初始最大值也會過大，同樣地，也會發生基帶信號的數字解調不能進行的問題。
發明內容
本發明的目的就是要提供一種可以解決這一問題，能夠將VGA輸出的DC偏置分量過渡響應分量造成的接收性能劣化抑制在無線通信系統的規格的容許范圍之內的直接變換方式接收機及無線接收方法。
作為達到上述目的的手段，本發明的無線接收機的構成包括低噪聲放大器；可將無線信號直接解調為基帶信號的正交解調器；放大基帶信號的可變增益放大器；對基帶信號進行反饋控制的DC偏置消除器；至少可以控制低噪聲放大器的增益的增益控制單元；而該增益控制單元的構成包括檢測基帶信號強度的信號強度檢測單元；根據此信號強度從低噪聲放大器預先設定的多個增益中選擇所要求的增益的增益選擇單元；控制所選擇的此要求增益的切換的定時的定時控制單元；相應于此定時使低噪聲放大器的增益控制信號的生成間隔改變的增益控制信號發生單元。
另外，本發明實行的無線接收方法的構成包括放大無線信號；利用本地振蕩信號將放大的無線信號直接解調為基帶信號；放大基帶信號；對放大的基帶信號進行反饋控制；檢測放大的基帶信號強度；根據此信號強度從低噪聲放大器預先設定的多個增益中選擇所要求的增益；控制所選擇的此要求增益的切換的定時；相應于此定時使低噪聲放大器的增益控制信號的生成間隔改變。
本發明的其余的目的和優點將在下面的描述中敘述，并且部分地將可從此描述中得到了解，或是從實現本發明中了解。本發明的目的和優點可通過下面具體指出的設備構成和組合而得到實現和獲得。
圖1為本具體實施方式
的直接變換方式接收機的框圖。
圖2(A)及圖2(B)為說明內置DC偏置消除器的直接變換方式接收機的DC偏置分量的殘余的示圖。
圖3為示出圖1的動態控制單元的一具體實施方式
的框圖。
圖4為示出圖1的增益控制單元中的控制方法的一具體實施方式
的流程圖。
圖5(A)、圖5(B)及圖5(C)為用來說明在圖4的控制時動態控制單元進行的增益控制的示圖。
圖6為示出用來說明本發明的LNA最短增益切換間隔α的決定方法的DPCH的1芯片的總功率的功率比(DPCH_Ec/Ior)和解調單元中的誤碼率(BLER)的關系的特性圖。
圖7為示出用來說明本發明的LNA最短增益切換間隔α的決定方法的使DC偏置分量與接收信號重疊使LNA最短增益切換間隔改變時的BLER和LNA最短增益切換間隔的關系的特性圖。
圖8為示出圖1的增益控制單元的中的控制方法的另一具體實施方式
的流程圖。
圖9(A)、圖9(B)及圖9(C)為用來說明在圖8的控制時動態控制單元進行的增益控制的示圖。
具體實施例方式
構成本說明書的一部分的附圖示出本發明當前的優選實施例，并且與上面給出的一般描述和下面將給出的優選實施例的詳細描述一起用來解釋本發明的原理。
圖1為本發明的具體實施例的直接變換方式接收機的框圖。本具體實施方式
的特征在于控制低噪聲放大器(LAN)13及可變增益放大器(VGA)16的增益切換的增益控制單元18的構成包括控制LNA及VGA用的增益控制信號發生的定時的定時控制單元22。
本接收機的構成包括接收無線(RF)信號的天線12；對接收的RF信號進行放大的低噪聲放大器(LAN)13；利用本地振蕩信號將經過放大的RF信號直接解調為基帶信號的正交解調器14；將此基帶信號的波形整形的低通濾波器(LPF)15；對經過整形的基帶信號進行放大的可變增益放大器(VGA)16；對VGA 16的輸出信號中的DC偏置分量的反饋控制進行抑制的DC偏置消除器17；輸入VG A16的輸出信號對LAN 13及VGA 16的增益切換進行控制的增益控制單元18和輸入VGA 16的輸出信號進行數字解調的解調單元19。而增益控制單元18的構成包括檢測VGA 16輸出信號的電場強度的信號強度檢測單元20；以此信號強度為基礎選擇LAN 13及VGA 16的增益的增益選擇單元21；對切換利用此增益選擇單元選擇的增益的定時進行控制的定時控制單元22以及相應于此定時控制單元的定時使增益控制信號的生成間隔改變的增益控制信號發生單元23。另外，作為DC偏置消除器11的一例，舉出的是將增益固定的放大器和低通濾波器縱向連接的電路構成。
下面對本發明的接收機的動作予以說明。由天線12接收的RF信號，經LAN13進行接收放大，輸入到正交解調器14，通過與來自本地振蕩器(圖中未示出)的本地振蕩信號相乘，直接變換為基帶信號。此基帶信號，由LPF 15進行波形整形，輸入到VGA 16進行放大。經過VGA 16放大的基帶信號，輸入到DC偏置消除器17，利用積分器(低通濾波器)等的電路控制用來抑制DC偏置分量的反饋。之后，基帶信號，分開輸入到增益控制單元18和解調單元19，在解調單元19中解調為數字信號。另一方面，在增益控制單元18中，由信號強度檢測單元20測定基帶信號的電場強度，由增益選擇單元21選擇LNA和VGA的增益，由定時控制單元22控制LNA的高增益/低增益的增益切換間隔，使增益控制信號發生單元23發生LNA和VGA的增益控制信號進行反饋控制。此處，將LNA的增益分為高增益和低增益2個階段是為了簡化說明，在增益選擇單元21中選擇多階段也是可以的。
因為直接變換方式是以接收頻率帶的正交解調器進行檢波，從高頻帶直接經頻率變換變為基帶，在原理上，不會產生圖像信號的抑制問題。因此，不需要使用在超外差方式中所必需的高頻帶的圖像抑制濾波器及用來進行中頻帶的頻道選擇的無源濾波器。因為這些濾波器的體積既大，集成化為IC也難，所以直接變換方式接收機可以削減部件個數和成本，進行IC的單片化。
圖2(A)及圖2(B)示出圖1的接收機的LNA增益改變的場合的DC偏置分量的情況。此處，作為一個例子示出的是使LNA增益以高增益和低增益的2個階段的階梯狀進行改變的場合。圖2(A)示出的是沒有DC偏置消除器的場合的VGA輸出信號強度，而圖2(B)示出的是有DC偏置消除器的場合(圖1)的VGA輸出信號強度。圖1所示的進行反饋控制的DC偏置消除器，可以在輸入到DC偏置消除器的DC偏置分量在恒定狀態時(圖2(A)及圖2(B)的點線所包圍的部分)將DC偏置分量除去。不過，如圖2(A)所示，通過使LNA的增益以階梯狀增減，DC偏置分量也以階梯狀改變。于是，通過此DC偏置分量的階梯狀的改變，如圖2(B)所示，一直到收斂到由DC偏置消除器決定的反饋控制的恒定狀態為止，發生依賴DC偏置消除器的電路構成的過渡響應分量，在一直到收斂為止的期間，DC偏置分量一直殘存。
VGA輸出的DC偏置分量過渡響應分量的時間變化，依賴于作為VGA及DC偏置消除器的反饋環路整體的旁路特性，通常，成為以單一指數函數收斂的波形。另外，此時的過渡響應分量初始最大值，是依賴LNA的高增益/低增益的增益切換幅度而單值決定的值。
圖3為示出圖1的動態控制單元22的一具體實施方式
的框圖。定時控制單元22的構成包括一個LNA增益切換信號間隔測定單元24和一個增益切換間隔時間比較單元25。
下面對定時控制單元22的動作予以說明。其構成使得在上述增益選擇單元21中接收信號電場強度橫切LNA增益切換閾值的場合，在定時控制單元22內、由LNA增益切換信號間隔測定單元24測定自前次的LNA增益切換時計起的時間間隔，利用增益切換間隔時間比較單元25將此時間間隔測定結果和預先設定的LNA最短增益切換時間間隔α進行比較，在與預先設定的LNA最短增益切換時間間隔相比較時由LNA增益切換信號間隔測定單元24測定的時間間隔測定結果一方較短的場合，不進行LNA的增益切換而只將由VGA進行增益調整的信號輸出到增益控制信號發生單元23。
圖4為示出圖1的增益控制單元18中的控制方法的一具體實施方式
的流程圖。由信號強度檢測單元20檢測從圖1的VGA 16接收的信號的電場強度的值(S10)。根據檢測的信號電場強度的值，由增益選擇單元21，判斷是執行LNA的高增益動作，還是執行低增益動作(20)。在接收信號電場強度橫切LNA增益切換閾值的場合(S20的“是”)，在定時控制單元22內，由LNA增益切換信號間隔測定單元24測定自前次的LNA增益切換時計起的時間間隔，并將此間隔測定結果的時間設為Δt(S40)。之后，利用增益切換間隔時間比較單元25將Δt和預先設定的LNA最短增益切換時間間隔α進行比較(S50)。如Δt≥α，由增益控制信號發生單元23進行LNA的增益切換及VGA的增益控制(S60)，產生LNA及VGA增益控制信號(S70)。如Δt＜α，增益控制信號發生單元23不進行LNA的增益切換，只利用VGA的增益控制來對信號電場強度進行控制(S80)，產生VGA增益控制信號(S90)。
另外，增益選擇單元21，在接收信號電場強度不橫切LNA增益切換閾值(S20的“否”)、產生VGA的增益切換的必要的場合(S30的“是”)，由增益控制信號發生單元23只利用VGA的增益控制進行信號電場強度的控制(S80)。利用這種控制方法，可以進行LNA及VGA的反饋控制。
根據本具體實施方式
，VGA 16的輸出信號的電場強度水平，即使是頻繁發生增益切換的LNA增益切換水平附近，也可以利用定時控制單元22進行調節，以使增益控制信號發生單元23的輸出信號不會頻繁地發生，納入最佳信號發生間隔，將VGA輸出的DC偏置過渡響應分量造成的接收信號的劣化抑制到無線通信系統的規格的容許范圍內。
換言之，因為存在有對于使LNA的增益切換信號發生的增益控制信號發生單元的信號發生的定時進行控制的定時控制單元，可以進行調節強制地使與衰落等相對應地頻繁發生的LNA增益切換時間間隔延長，抑制由DC偏置過渡響應分量造成的接收特性的劣化。
另外，在本構成中，由于對LNA增益切換水平附近的接收信號電場強度，強制地限制LNA的增益切換信號，可以想象在LNA中有得不到合適增益的場合。不過，對于此LNA的增益切換水平附近的輸入信號，在LNA后段的VGA的可變范圍中，增益控制是可能的，在強制限制LNA的增益切換信號的場合，增益控制信號發生單元23具備可以在VGA的可變范圍內取得合適的增益的控制功能。
圖5(A)、圖5(B)及圖5(C)為用來說明在圖4的控制時動態控制單元22進行的增益控制的示圖。圖中按著從上向下的順序，圖5(A)表示接收信號電場強度，圖5(B)表示LNA增益，而圖5(C)表示VGA增益的時間變化。圖5(A)的接收信號電場強度的點線為圖4說明的LNA的增益切換閾值。在圖5(B)LNA增益及圖5(C)VGA增益的圖中，點線是現有的不控制LNA的增益切換定時的場合，實線是現有的不控制定時的場合和本具體實施方式
的定時控制的場合的不同點。如上述圖4所示，Δt≥α的場合與現有的增益的控制相同，在Δt＜α的場合(S50的“否”)，如實線所示，不進行LNA的增益切換，只利用VGA的增益切換與接收頻率的動態范圍相對應地進行控制。
一般，LNA的高增益和低增益有大約30dB的差。另外，關于VGA有大約60dB的可變范圍，通常，使用該可變范圍內的大約40dB。就是說，在強制限制LNA的增益切換信號的場合可以使用VGA可變范圍內的上下分別大約10dB的余量。此外，如將LNA的增益切換閾值設定為適當的值，則通過在VGA輸出中強制限制LNA的增益切換信號，既可以避免信號放大過度而飽和，又可以避免放大不足而不能檢測。
就是說，通過采用定時控制單元22，對于在LNA的增益切換水平附近以非常短的周期脈動的輸入信號，可控制其LNA增益切換信號發生的定時處于系統的可能接收范圍內，不使LNA的增益切換在一定間隔以下進行。同時，其構成，對于以現有的LNA進行增益切換過去必須以高增益接收的接收信號可以將VGA放大到接收可能范圍，而，對于以現有的LNA進行增益切換過去必須以低增益接收的接收信號可以將VGA衰減到接收可能范圍。
下面對上述LNA最短增益切換時間間隔α的決定方法予以說明。
作為決定方法，第1，必須將LNA最短增益切換時間間隔α的值，設定為一個使得從作為在解調單元19中的劣化指標的塊誤碼率的、VGA輸出的DC偏置過渡響應分量不發生時出發的劣化為大于0.1dB的值。就是說，要將塊誤碼率設定為，從VGA輸出的DC偏置過渡響應分量完全不發生時的解調單元的塊誤碼率出發，即使在每個LNA最短增益切換時間間隔α進行LNA的增益切換，使劣化不會超過0.IdB的值。另外，此值為與示于3rd Generation Parternership Project編撰的“3 GPP TS 34.121 V3.5.0(2001-06)Technical SpecificationGroup Radio Access Network；Terminal Conformance Specification；Radio Transmission and reception(FDD)(Release 1999)”(以下稱其為TS 34.121)中的3 GPP等的規格用測定系統容許最大誤差的值相等的值。即由于DC偏置分量過渡響應分量引起的接收特性的劣化，是測定系統的誤差范圍內的程度微小的值，可以判斷為是不會產生接收特性劣化的值。
作為決定方法，第2，LNA最短增益切換時間間隔α的值，為片速率(chiprate)7680倍以上的值。
比如，在片速率為3.84MHz的系統(W-CDMA)中，如采用上述的值，則α＝2msec。此值是利用依據3rd Generation ParternershipProject編撰的“3rd GPP TS 25.101 V3.6.0(2001-03)TechnicalSpecification Group Radio Access Network；UE Radio Transmissionand reception(FDD)(Release1999)”(以下稱其為TS 25.101)的計算機模擬以第2決定方法確定的規格值，即以塊誤碼率的劣化不到0.1dB的場合作為條件算出的LNA最短增益切換時間間隔α。
下面舉出一例作為第2決定方法使用的模擬結果。
在圖6中示出由上述TS 25.101確定的數據率為384kpbs的場合的靜態時和多徑衰落時的傳播特性的3GPP的規定值。圖6為示出用來說明所要求的水平(DPCH_Ec)和干涉波的水平(Ior)的1芯片的總功率的功率比(DPCH_Ec/Ior)和解調單元19中的誤碼率(BLER)的關系。曲線的斜度一般在多普勒速度慢的場合很平緩，塊誤碼率劣化表現顯著。就是說，曲線的斜度緩慢的場合，即使是在縱軸方向(上)BLER劣化很小，橫軸方向的DPCH_Ec/Ior[dB]變化很大。另外，此時的橫軸方向的偏離是塊誤碼率的劣化[dB]。
下面，在圖7中示出對于數據率384kpbs、事例1(如圖6的說明中的BLER的劣化最顯著的場合)的條件下的理想接收機DC偏置過渡響應分量與接收信號重疊使LNA最短增益切換時間間隔改變時的BLER和LNA最短增益切換間隔的關系的模擬結果。此處所謂的理想接收機是指傳送路徑響應已知、不存在量子化等的劣化、在接收機中VGA輸出的DC偏置過渡響應分量完全不發生的接收機。另外，在模擬中，DC偏置過渡響應分量以單一指數函數描述，旁路特性的截止頻率設定為10kHz。此處假設的過渡響應，是具有一次高通濾波器的一般的構成的VGA及DC偏置消除器的反饋環路的特性。另外，設定該截止頻率的10kHz是不會削掉必需信號的最高頻率，在設定較此更高截止頻率的場合，比如在不存在DC偏置的場合中，通過DC偏置消除器的信號的誤碼率特性劣化。以圖7的橫軸示出的間隔[msec]，利用模擬算出使DC偏置分量發生、DPCH_Ec/Ior＝-7.5dB時的解調單元中的BLER。
具體說，在DPCH_Ec/Ior＝-7.5dB時的理想接收機的BLER大約為3.8×10-2。此時，如DPCH_Ec/Ior劣化0.1dB變為-7.6dB，則BLER的值變為大約4.1×10-2。于是，在圖7中，一直到BLER為大約4.1×10-2以下的值的LNA最短增益切換時間間隔的值＝2msec，是容許的α的值。此值，對于片速率，是7680倍。
另外，以上的模擬條件，數據率是TS 25.101確定的最迅速的數據率，并且，如上所述，事例1的場合是塊誤碼率的劣化表現最顯著的條件。在此條件以外的TS 25.101確定的其他全部試驗事例中，已經確認由第2決定方法導出的對片速率為7680倍以上的值的LNA最短增益切換時間間隔α的值，在模擬中，塊誤碼率的劣化是滿足小于0.1dB的值，本具體實施方式
的有效性與數據率和衰落條件無關，都是一樣的。
如以上所說明的，定時控制單元22的LNA最短增益切換時間間隔α可以是滿足上述第1或第2決定方法中的任何一個的結果的值。
在上述的實施例中，敘述的是定時控制單元22內的LNA增益切換信號間隔測定單元24，通過將α的值與從前次的LNA增益切換時計起的時間間隔Δt進行比較而對LNA的增益切換定時進行控制。不過，與此α值比較的對象，也可以不是從前次的LNA增益切換時計起的時間間隔Δt，而是信號輸入到LNA增益切換信號間隔測定單元24的時間間隔，即從接收信號電場強度前次橫切LNA增益切換閾值時起到下一次橫切時止的時間間隔Δτ。
圖8為示出圖1的增益控制單元18的中的控制方法的另一具體實施方式
的流程圖。圖8中，對于與圖4相同的步驟賦予相同的符號，說明則省略，與圖4不同的步驟S40′及S50′下面予以說明。如從增益選擇單元21輸出LNA的增益切換信號，則在LNA增益切換信號間隔測定單元24中，測定從前次LNA的增益切換的信號輸入時計起的時間間隔，將該結果表示為Δτ(S40′)。在增益切換間隔時間比較單元25中，通過將此Δτ與α的值進行比較，判斷是否輸出LNA用的增益控制信號(S50′)。
圖9(A)、圖9(B)及圖9(C)為用來說明在圖8的控制時動態控制單元22進行的增益控制的示圖。圖中按著從上向下的順序，圖9(A)表示接收信號(VGA 16的輸出信號)電場強度，圖9(B)表示LNA增益，而圖9(C)表示VGA增益的時間變化。因為詳細情況與圖5(A)、圖5(B)及圖5(C)一樣，請參照圖5(A)、圖5(B)及圖5(C)的說明。如上述圖8所示，Δτ≥α的場合與現有的增益控制相同，Δτ＜α的場合(S50′的“否”)，如實線所示，通過控制可使LNA的增益切換不進行，只通過VGA的增益切換與接收頻率的動態范圍相對應。
在圖9(A)、圖9(B)及圖9(C)中示出的是LNA保持高增益原樣不切換的場合。即使是不切換此LNA的場合，接收信號電場強度比LNA增益切換閾值強的時間有3次。在此3次場合，通過強制使VGA的增益降低，可以避免信號放大過度而飽和。
同樣，即使是不切換LNA保持低增益原樣的場合，在接收信號電場強度比LNA增益切換閾值低時，通過使用在通常不使用的上下分別大約10dB的余量強制使VGA的增益提高，可以避免信號放大不足而不能檢測(圖中未示出)。
如以上所說明的，通過利用本發明的定時控制單元，即使是在現有的增益切換頻繁發生的LNA增益切換水平附近的接收信號水平的場合，通過控制使增益切換信號發生的定時變成在系統的接收可能范圍內，使LNA的增益切換在一定間隔以下不進行。此外，通過對于必須使現有的LNA成為高增益進行接收的輸入信號，將VGA放大到可以接收的范圍，或對于必須使現有的LNA成為低增益進行接收的輸入信號，將VGA衰減到可以接收的范圍，利用VGA輸出的DC偏置過渡響應分量，解消接收信號不能解調的問題，可以將VGA輸出DC偏置分量引起的接收性能的劣化抑制到無線通信系統的規格容許的范圍內而提供具有這樣性能的直接變換方式的無線接收機。
對于本行專業人士其它的優點和改型是顯而易見的。因此，本發明在其更廣的范圍內并不受限于此處描述的具體細節和代表性的具體實施方式
。因此，在不脫離下附的權利要求及其等效物確定的一般方面概念的精神和范圍可以有各種改型。
權利要求
1.一種無線接收機，包括低噪聲放大器；將無線信號直接解調為基帶信號的正交解調器；放大基帶信號的可變增益放大器；對基帶信號進行反饋控制的DC偏置消除器；至少可以控制低噪聲放大器的增益的增益控制單元，而該增益控制單元包括檢測基帶信號強度的信號強度檢測單元；根據此信號強度從低噪聲放大器的預先設定的多個增益中選擇所需的增益的增益選擇單元；控制切換到已選擇的所需增益的定時的定時控制單元；相應于此定時使低噪聲放大器的增益控制信號的生成間隔改變的增益控制信號發生單元。
2.如權利要求1的無線接收機，其特征在于其構成為，其中增益控制單元既控制可變增益放大器的增益，益控制單元也選擇可變增益放大器的增益，增益控制信號發生單元也產生可變增益放大器用的增益控制信號，在將低噪聲放大器是高增益階段的間隔強制延長的場合，將可變增益放大器的增益降低到通常的以下，而在將低噪聲放大器是低增益階段的間隔強制延長的場合，將可變增益放大器的增益提高到通常的以上。
3.如權利要求1的無線接收機，其特征在于其構成為，其中定時控制單元的構成包括測定低噪聲放大器用的增益切換信號的時間間隔的低噪聲放大器增益切換信號間隔測定單元和將此測定的時間間隔和預先設定的低噪聲放大器用最短增益切換時間間隔進行比較的增益切換間隔時間比較單元，在時間間隔超過預先設定的低噪聲放大器用最短增益切換時間間隔的場合，增益控制信號發生單元生成低噪聲放大器用的增益控制信號。
4.如權利要求3的無線接收機，其特征在于低噪聲放大器用增益切換信號間隔測定單元，在接收信號電場強度橫切低噪聲放大器增益切換閾值的場合，測定上述時間間隔。
5.如權利要求3的無線接收機，其特征在于時間間隔是自前次的低噪聲放大器的增益切換時計起的時間間隔。
6.如權利要求3的無線接收機，其特征在于時間間隔是自基帶信號強度前次橫切低噪聲放大器的增益切換閾值時到下一次橫切時的時間間隔。
7.如權利要求3的無線接收機，其特征在于時間間隔是信號輸入到低噪聲放大器用增益切換信號間隔測定單元的時間間隔。
8.如權利要求3的無線接收機，其特征在于預先設定的時間間隔的值是設定為，塊誤碼率即使在每個低噪聲放大器用最短增益切換時間間隔進行低噪聲放大器的增益切換，也不會超過無線通信系統的規格標準容許的最大塊誤碼率而發生劣化的值。
9.如權利要求3的無線接收機，其特征在于預先設定的時間間隔的值是設定為片速率的7680倍以上的值。
10.一種無線接收方法，包括放大無線信號；利用本地振蕩信號將放大的無線信號直接解調為基帶信號；放大基帶信號；對放大的基帶信號進行反饋控制；檢測放大的基帶信號強度；根據此信號強度從低噪聲放大器預先設定的多個增益中選擇所需的增益；控制切換到該所需增益的定時；相應于此定時使低噪聲放大器的增益控制信號的生成間隔改變。
全文摘要
一種無線接收機，其特征在于包括放大RF信號的LNA(13)；利用LO信號對放大的RF信號直接解調為B/B信號的正交解調器(14)；放大B/B信號的VGA(16)；對放大的B/B信號進行反饋控制的DC偏置消除器(17)；至少控制LNA的增益的增益控制單元(18)，其中增益控制單元包括檢測B/B信號強度的信號強度檢測單元(20)；根據此信號強度選擇所需的增益的增益選擇單元(21)；控制切換增益的定時的定時控制單元(22)；相應于此定時使LNA的增益控制信號的生成間隔改變的增益控制信號發生單元(23)。
文檔編號H03G3/30GK1430335SQ0215883
公開日2003年7月16日 申請日期2002年12月25日 優先權日2001年12月25日
發明者豐田毅彥, 吉田弘, 加藤貴之 申請人:株式會社東芝