專利名稱：將多赫爾蒂用作線性化微波放大器的預失真電路的制作方法
相關申請的交叉引用本申請涉及Kevin Kobayashi的申請號為XXX的共同擁有的待審查專利申請“HEMT-HBT多赫爾蒂(Doherty)，微波放大器”，其與本申請同時提交，代理卷號12-1107，和Kevin W.Kobayashi的申請號為XXX的“非對稱偏壓的高線性平衡放大器”，其與本申請同時提交，代理卷號12-1110。
為了解決此問題，已經采用了所謂的多赫爾蒂放大器。多赫爾蒂放大器首先由McGraw Hill Book Company的“無線工程手冊”1959年第五版第18-39頁以及美國專利2,210,028的發明人引入和描述，這里引作參考。多赫爾蒂放大器的標準拓撲結構包括工作在AB級模式的載波放大器和工作在C級模式的峰值放大器。正交蘭格(Lange)耦合器用在輸入端，因此載波放大器和峰值放大器信號可以同相組合。在放大器的輸出端提供四分之一波放大器。實質上，載波放大器的工作在輸出開始飽和的點，用于最大的線性效率。當載波放大器開始飽和時，峰值放大器用于保持輸出信號的線性。
這種多赫爾蒂放大器已經公知用于各種微波和RF應用。這種應用的例子在美國專利5,420,541、5,880,633、5,886,575，6,097,252和6,133,788中公開。這種多赫爾蒂放大器的例子也公開在C.F.Campbell的“全集成Ku頻帶多赫爾蒂放大器MMIC”，1999年3月第9卷第3期IEEE微波和導波論文的第114-116頁；Kobayashi等人的“18-21GHz InP DHBT線性微波多赫爾蒂放大器”，2000 IEEE射頻集成電路論文集摘要的第179-182頁；加利福尼亞州Monterey的Matsunaga等人的“利用MMIC多片技術的CW 4 Ka頻帶功率放大器”，GaAs IC論文集摘要的第153-156頁，這里并入它們的全文作為參考。
當輸入功率電平增加時，公知的多赫爾蒂放大器經歷了增益壓縮和相位擴展。雖然增益擴展和相位壓縮可以通過將放大器工作在B級和C級來實現，但是這種操作增加了內部調制(IM)失真。因此，需要一種電路來補償該增益壓縮和相位擴展，因此當輸入功率電平增加時，也不會增加IM失真。
圖1是配置成多赫爾蒂放大器的InP微波功率放大器的示意圖。
圖2是圖1所示放大器的輸出功率的圖形表示，該輸出功率是增益的函數，和各種偏壓點的內部調制(IM)失真。
圖3類似于圖2，但是在不同的偏壓點。
圖4是用于根據本發明的驅動放大器和多赫爾蒂功率放大器的預失真電路的示意圖。
圖5A-5C說明用于本發明的匹配網絡。
圖6A-6B說明用于本發明的載波和峰值放大器的偏壓網絡。
用于本發明的微波功率放大器用附圖標記20表示并在圖1中示出。微波功率放大器20包括載波放大器22和峰值放大器24。載波放大器22和峰值放大器可以從異質結雙極晶體管(HBT)22形成和特別作為預匹配的1.5*30μm2*4指InP DHBT裝置，總發射極面積為180μm2。這種裝置的一個例子在Kobayashi等人的“18-21GHz InPDHBT線性微波多赫爾蒂放大器”，2000 IEEE射頻集成電路論文集摘要的第179-182頁，這里并入它們作為參考。制造HBT的方法已經為本領域所熟知，例如在共同擁有的美國專利5,162,243、5,262,335、5,352,911、5,448,087、5,672,522、5,648,666、5,631,477、5,736,417、5,804,487、5,994,194中公開，這里并入它們作為參考。
為了使載波放大器22和峰值放大器24的輸出信號在輸出端同相，提供蘭格耦合器32。蘭格耦合器32的一個輸入端用作RF輸入端口34。另一個輸入端在輸入電阻36端接。蘭格耦合器32的一個輸入端連接到載波放大器22的輸入端，而另一個輸出端連接到峰值放大器24的輸入端。在放大器22和24的輸出端提供特性阻抗Zo＝2RL+Ropt的8/4阻抗變換器。功率放大器20的輸出端在負載阻抗RL端接。載波放大器22和峰值放大器24都配置成當負載阻抗RL是Ropt時傳遞最大功率。
載波放大器22作為A級放大器工作，而峰值放大器24作為B/C級放大器工作。為了改進載波放大器22和峰值放大器24之間的隔離性能，例如當載波放大器22被偏壓作為A級放大器，峰值放大器24被偏壓在B級和C級之間時，匹配網絡26和28連接到載波放大器22和峰值放大器24的輸出端。如此，每個放大器級的阻抗不對其它級的內部調制(IM)性能起作用。
正如“全集成Ku頻帶多赫爾蒂放大器MMIC”supra所陳述的，已知多赫爾蒂放大器的載波和峰值放大器所呈現的負載阻抗是峰值放大器所傳遞的輸出功率的函數。在低輸入驅動電平(即，RF輸入幅度為低的電平)期間，峰值放大器被關斷，導致載波放大器在相對較低的輸入驅動電平飽和的結構。如此，載波放大器將在較低的輸入功率電平獲得較高的增加功率效率(PAE)。隨著輸入功率電平的增加，隨著峰值放大器所傳遞功率的增加，峰值放大器開始接通。載波放大器所呈現的負載降低，允許載波放大器24增加以便為負載提供功率。
匹配網絡26和28分別串聯到載波和峰值放大器22和24的輸出。這些匹配網絡26和28可以提供作為低通網絡，例如，如圖3A-3C所示。如圖3A-3C所示，匹配網絡26、28實現為串聯電感40或傳輸線42和分路電容44或開路線棒46。操作中，當載波放大器22接通和峰值放大器24關斷時，匹配網絡26、28提供相對較高的阻抗(主要由于高阻抗傳輸線42或電感40)，使得峰值放大器24并不會使工作在A級的載波放大器22負載過重，以實現低輸入功率條件下的最佳線性和效率。
匹配網絡26、28的操作理論與用于傳統功率放大器的匹配網絡的操作相反。更特別是，通常在功率放大器的應用中，低阻抗串聯傳輸線或低阻抗分路電容或開路線棒在功率晶體管的輸出提供，以便將功率晶體管的低阻抗有效變換為更高可管理的阻抗，而且提供放大晶體管之間的隔離性能。
各種偏壓網絡可用于調諧載波和峰值放大器22和24。示范性的偏壓網絡48和50在圖5A和5B中說明。每個偏壓網絡48，50包括一偏壓電阻Rbbc或Rbbp，連接到外部直流源Vbc或Vbp，低通電容Cclp或Cplp連接到偏壓電阻Rbbc或Rbbp，外部直流電壓源Vbc或Vvp接地以濾除噪聲。耦合電容Ccc、Ccp可用于將載波和峰值放大器連接到蘭格耦合器32。
偏壓電路，例如偏壓電路48和50使得載波放大器22和峰值放大器中的一個或另一個或兩個都被電子地調諧。在示范性偏壓電路48和50的情況下，分別如圖5A和5B所示，載波和峰值放大器22和24的偏壓可以通過改變連接到載波和峰值放大器22和24輸入的外部直流電壓源Vbc、Vbp的幅度而改變。
由偏壓電路48和50所提供的載波和峰值放大器22和24的電子調諧提供了根據本發明的許多重要的優點。首先，電子調諧允許載波和峰值放大器22和24調諧到最佳線性。其次，電子調諧允許在相對較寬的輸入功率范圍內改進內部調制失真。如此，放大器20可以調諧到工作范圍(即，載波放大器頻率)具有最大可能的IM抑制。而且，如上所述，匹配網絡26和28的相對較高的阻抗導致載波放大器22和峰值放大器24的IM積的虛隔離，因此，提供較少的IM積。最后，電子調諧還可用于提供預失真線性應用的增益擴展和相位壓縮。
圖2說明測量增益和IM3(3階調制積)作為放大器20的各種偏壓條件下輸出功率在21GHz的函數。特別是IM3和增益是在A級偏壓操作(Ic1＝64mA；Ic2＝64mA)以及非對稱偏壓條件下說明的。特別是，非對稱偏壓條件是在峰值放大器24關斷，載波放大器22被偏壓在A級模式(IC1＝60-64mA)和峰值放大器被偏壓在B級模式(IC2＝0.3-10mA)說明的。如圖2所示，調整峰值放大器偏壓電流(IC2)允許IM3線性比的形狀和性能在相對較寬的輸出功率范圍內得到顯著的改進。在偏壓條件(即，Ic1＝60mA；Ic2＝0.3mA)下，當峰值放大器接近關斷時，根據本發明的微波功率放大器20實現了IM3比率的相對動態的改進，導致IM3大約-43dBc的深消除。
圖3說明多赫爾蒂放大器在相對于圖2所示的偏壓電平的電平的增益和內部調制失真。如圖所示，對于A級操作，多赫爾蒂放大器20經歷了增益壓縮以及IM失真的增加。
根據本發明的一個重要方面，多赫爾蒂放大器當工作在B級時，具有增益擴展和相位壓縮特性。但是，在B級多赫爾蒂放大器20的工作顯著增加了IM失真。根據本發明，配置成多赫爾蒂驅動放大器的預失真電路用于預補償多赫爾蒂放大器20的增益壓縮和相位擴展。
參見圖4，預失真電路通常用附圖標記40表示，并適于位于微波功率放大器的上行以提供預失真，使得微波功率放大器20的增益和輸出相位在輸出功率范圍內都是線性的。預失真微波功率放大器40可以配置成與微波功率放大器20完全相同，但是工作在不同的偏壓點。如圖4所示，放大器20的增益和輸出相位是輸入RF信號電平的函數，通常由附圖標記42和44所示的曲線表示。如圖3所示，對于各種偏壓點，例如，在A級，偏壓曲線表示隨著RF功率電平的增加的增益壓縮。但是，圖3也說明了在各個偏壓點，例如B級偏壓曲線提供了增益擴展，以提供具有圖4的曲線46所示的特性的增益擴展曲線。因此，通過認真選擇用于預失真微波驅動放大器40和微波功率放大器20的偏壓點，如曲線48所示，可以在放大器的輸入功率范圍內實現微波功率放大器20的線性輸出。同樣，為微波放大器40選擇偏壓電平，以提供偏壓特性，從而提供曲線50所示的相位壓縮特性。如此，通過預失真用于預失真多赫爾蒂驅動放大器40的RF輸入信號，對用于多赫爾蒂功率放大器20的整個輸入功率范圍可以實現相對線性的輸出相位曲線52。根據幅度和相位預失真特性，級聯的預失真器和輸出導致線性輸出。預失真電路本身具有非常差的IM失真，但是當從幅度和相位的角度來看，級聯的性能應當是線性的。幅度和相位是展開特性，它反映了多個信號通過放大器時的總體效果。
顯然，在上述的教導下，本發明可以作出許多改變和變化。例如，因此應當理解，在所附權利要求的范圍內，本發明可以不同于上文具體所述的方式實現。
權利要求
1.一種用于功率放大器的預失真電路，該預失真包括多赫爾蒂功率放大器，具有載波放大器和峰值放大器，選擇所述多赫爾蒂功率放大器的偏壓電平，以提供RF信號的預定特性的預失真，選擇所述偏壓電平以預補償上行放大器的所述RF信號的失真。
2.如權利要求1所述的預失真電路，其中一個所述預定特性是輸入功率電平函數的增益。
3.如權利要求2所述的預失真電路，其中選擇偏壓電平以提供作為輸入功率函數的增益擴展。
4.如權利要求1所述的預失真電路，其中一個所述預定特性是相位。
5.如權利要求4所述的預失真電路，其中選擇偏壓電平以提供作為輸入功率函數的相位壓縮。
6.一種線性功率放大器電路，包括功率放大器，具有作為RF輸入功率函數的預定特性；和上行預失真電路，具有這樣的特性，選擇用來預補償所述功率放大器的所述預定特性，該預定特性是輸入功率的函數。
7.如權利要求6所述的線性功率放大器電路，其中所述預失真電路配置成多赫爾蒂放大器。
8.如權利要求7所述的線性功率放大器電路，其中所述預失真電路配置成具有預定增益壓縮特性的多赫爾蒂放大器，該特性是輸入功率的函數。
9.如權利要求6所述的線性功率放大器電路，其中所述預失真電路配置成具有增益擴展特性，使得電路的輸出增益在功率放大器的輸入范圍內相對線性。
10.如權利要求6所述的線性功率放大器電路，其中功率放大器配置成具有預定相位壓縮特性的多赫爾蒂放大器，該特性是輸入功率的函數。
11.如權利要求10所述的線性功率放大器電路，其中所述預失真電路配置成具有相位擴展特性，使得電路的輸出增益在功率放大器的輸入范圍內相對線性。
12.一種線性功率放大器電路，包括功率放大器，具有作為RF輸入功率函數的預定特性；和上行預失真電路，用來預補償所述功率放大器的所述預定特性；和電子地調諧所述預失真電路的裝置。
13.如權利要求12所述的線性功率放大器電路，其中所述預失真電路配置成多赫爾蒂放大器。
14.如權利要求6所述的線性功率放大器電路，其中所述調諧裝置包括電子地調諧預失真電路的裝置，使得電路的輸出增益在功率放大器的輸入范圍內相對線性。
15.如權利要求6所述的線性功率放大器電路，其中所述功率放大器配置成具有預定相位壓縮特性的多赫爾蒂放大器，該特性是輸入功率的函數。
16.如權利要求12所述的線性功率放大器電路，其中所述調諧裝置包括電子地調諧預失真電路的裝置，使得電路的相特性在功率放大器的輸入范圍內相對線性。
全文摘要
本發明涉及一種將多赫爾蒂放大器用作線性化微波放大器的預失真電路，特別是一種配置成多赫爾蒂放大器的預失真電路。該預失真電路適于連接到下行多赫爾蒂放大器，以便當輸入功率電平增加時補償增益壓縮和相位擴展，同時減小內部調制(IM)失真。為了提供預補償，預補償電路工作在偏壓電平來提供增益擴展和相位壓縮，抵消下行多赫爾蒂放大器的增益壓縮和相位擴展，從而提供更高的總線性增加功率效率(PAE)。
文檔編號H03F3/68GK1391358SQ0212271
公開日2003年1月15日 申請日期2002年6月7日 優先權日2001年6月8日
發明者凱文·W·科巴亞西 申請人:Trw公司