數字化自動增益控制系統及用于受控增益接收機的方法

專利名稱：數字化自動增益控制系統及用于受控增益接收機的方法
技術領域：
本發明涉及無線自動增益控制電路(AGC)，尤其是涉及數字AGC電路。
背景技術：
許多常規的窄帶零中頻(ZIF)接收機具有慢的AGC環建立時間，諸如6-10毫秒的數量級，和很窄的例如85分貝(dB)的動態范圍。這些特征導致在衰減條件中低于所希望的性能，所述衰減條件在移動和便攜式無線通信系統如尋呼、個人通信系統和蜂窩通信系統中發現。而且，由現有技術AGC提供的不精確的增益控制增加了減少DC偏移的難度，這降低了信號性能。所需要的是一種低成本、低功耗的AGC，其是快速的、具有超過110dB的動態范圍，并且提供精確的增益控制。


圖1為示出根據本發明的優選實施例的ZIF接收機的自動增控制(AGC)系統部分的電方框圖。
圖2為示出根據本發明的優選實施例的AGC系統的加熱模式操作的流程圖。
圖3為根據本發明優選實施例的保持AGC系統中使用的已存儲的增益響應的一組寄存器的映射表。
圖4為示出根據本發明的優選實施例的跟蹤模式的流程圖。
圖5為示出根據本發明的優選實施例的在AGC系統中的AGC濾波器的電方框圖。
圖6，7，8和9為根據本發明優選實施例的時序圖，其示出復位和累計持續時間(作為標記的MEASURE信號的部分)，和相對于6400波特碼元的增益值更新(寫)。
圖10為示出根據本發明優選實施例的AGC系統的RSSI功能的電方框圖。
圖11為示出根據本發明優選實施例的包括AGC系統的無線裝置的電方框圖。
圖12為示出根據本發明優選實施例的用于確定用于無線裝置的已存儲的增益響應的測試建立的電方框圖。
圖13為示出根據本發明的優選實施例的用于AGC系統的典型的低噪聲放大器的增益-增益控制值的圖線的圖形。
圖14為示出根據本發明的優選實施例的用于確定AGC系統的已存儲的增益響應的方法的流程圖。
圖15為示出根據優選實施例的在AGC系統中使用的平方電路的電方框圖。
具體實施例方式
盡管以限定了被認為具有新穎性的本發明的特征的權利要求來結束說明書，相信在考慮下面的詳細說明并結合附圖可以更好地理解本發明，其中相同的附圖標記一直沿用。
AGC系統說明參見圖1，電方框圖示出了根據本發明優選實施例的ZIF接收機的自動增益控制(AGC)系統100部分。AGC系統100為無線裝置(圖11)的AGC接收機1101(見圖11)的一部分，并且包括射頻(RF)前端110，其使用天線112截獲RF信號。AGC接收機1101是本發明優選實施例的一個零IF接收機，其根據衰減器控制信號189在分級衰減器114中衰減截獲的信號113，在低噪聲放大器(LNA)116中放大RF信號，并且將位于兩個混頻器118，120中的已放大的RF信號轉換為未濾波的同相(I)信號119和正交相位(Q)未濾波的信號121。LNA116由增益控制信號195控制，所述增益控制信號195作為模擬信號被傳送到LAN 116。在此介紹和要求的本發明的實施例被優化用于在具有同步信令協議的通信系統中使用的無線裝置，所述同步信令協議已經很好地定義為由正常數據部分和在其前面的報頭部分組成的信令循環(signaling cycle)，所述信令循環被在諸如尋呼和蜂窩無線系統中使用。報頭部分具有預定的持續時間，所述預定持續時間包括諸如包括在碼元、字、幀開始、和位率圖形中的同步圖形，但是本發明的各方面也可應用于在其它具有相似的已定義的循環的通信系統中使用的ZIF無線接收機和轉換型接收機(例如，單個和雙轉換接收機)。在此使用的此類同步通信系統的例子為眾所周知的FLEXTM信令協議，其中循環被稱為幀。未濾波的I和Q信號119，121被耦合到AGC接收機1101(圖11)的后端130。后端130利用成對的∑-Δ轉換器132，134對未濾波的I和Q信號119，121進行采樣。然后，采樣后的I和Q信號由一對抽取功能136，138進行抽取(decimate)和濾波。在DC偏移精確控制功能140，142中對抽取后的I和Q信號進行DC偏移校正，并且由基帶濾波器(BBF)144，146進行濾波。由DC偏移精確控制功能140，142產生的已濾波的I信號145和已濾波的Q信號147被耦合到后端130的其它部分，并耦合到無線裝置1100(參見圖11)的控制器功能1105，其中對在無線信號中的信息以常規的方式解碼和處理，并且碼元時鐘185同步于傳輸信息的協議的碼元(也稱為協議碼元)。
由BBF 144，146產生的已濾波的I和Q信號145，147也被連接到幅值發生器160的兩個平方功能148，150的輸入端，幅值發生器160也包括將平方功能148，150的輸出相加的加法器功能152。加法器功能152的輸出信號154也是幅值發生器160的輸出信號154，并且被稱為二進制電壓平方信號(squared signal)，被連接到AGC濾波器162。AGC濾波器162的輸出在鎖存器(L)164中被緩沖。鎖存器164保持已經濾波和延遲的二進制電壓平方信號，并且將二進制電壓平方信號165連接到增益校正器170。由增益校正器170產生的帶寬信號156和碼元速率信號158的兩個信號控制AGC濾波器。應當理解，幅值發生器160、AGC濾波器162、和鎖存器164的輸出為代表電壓平方的換算單元(scaled unit)的二進制值，因此，它們是代表已截獲的信號113的已接收的信號強度、或已接收的信號功率的換算值。而且，它們基于已經由天線112截獲的RF信號113的功率，根據衰減控制信號189進行衰減或者通過分級衰減器114，由LNA 116根據增益控制信號195進行修改(衰減、通過或者放大)，并且由包括∑-Δ轉換器132，134，抽取功能136，138，DC偏移精確控制功能140，142，和基帶濾波器144，146的后端功能鏈的固定增益(或者損失)來修改，從而得到已接收的信號154，165。
使用常規計數來設計低噪聲放大器116，已得到將在下面參圖13介紹的近似為寬量程(wide range)的對數的增益-增益控制值曲線。然而，為了使產生LAN 116的代價低，LNA僅有一些是對寬量程的對數，因此前當其被描述為非對數放大器。
增益校正器170包括一個模式開關175，其具有四個模式加熱171，跟蹤172，校準173，和中止測試174。增益校正器170產生兩個輸出組合信號181和已接收的信號強度指示(RSSI)信號183。組合信號181通過序列管理器184連接到串行端口接(SPI)發射器186。SPI發射器186將組合信號181連接到SPI接收機188，SPI接收機188將在組合信號181中傳送的作為信息的二進制“字”的增益控制值194連接到LNA 116的數字模擬轉換器(DAC)輸入端，并且將在組合信號181中傳送的作為二進制狀態的衰減控制信號189連接到分級衰減其114。優選地，增益控制值194是7位寬度，使得可以以字節傳送組合信號181，但是應當理解，增益控制值194“字”可以具有其它二進制寬度。增益校正器170也包括從中產生增益控制值194的已存儲的增益響應180，和產生RSSI信號183的RSSI功能182。增益校正器170產生增益控制值194，使得LAN 116的增益相對于增益控制值194的值的改變，以基本精確的對數方式而改變。
根據本發明的優選實施例，以常規處理器的數字功能諸如數字信號處理器(DSP)執行采樣功能(如上面介紹)，∑-Δ轉換器132，134，抽取功能136，138，DC偏移精確控制功能140，142，和基帶濾波器144，146，但是應當理解，這些功能可以由模擬電路或數字邏輯執行，所述模擬電路或數字邏輯以定制的集成電路(IC)狀態機來實現。幅值發生器160由以狀態機IC的一部分實現的數字邏輯來實現，但可以是由諸如DSP的處理器來執行。優選地，以下面介紹的唯一方式來實現平方功能148，150，但是可替換地由給已測量的電壓值的平方提供預定等級的精度的任意的技術，如以IC狀態機實現的存儲表，或者在處理器中執行的常規乘法來執行。加法器功能152，AGC濾波器162和鎖存器164為常規功能，優選地利用定制IC狀態機的一部分的數字邏輯來實現，但是可替換地，可利用常規處理器或者利用使用存儲在只讀存儲器(ROM)中的唯一程序指令集的數字信號處理器來實現。包括了在此介紹的幾個唯一功能的增益校正器170優選地也利用定制IC狀態機的一部分的數字邏輯來實現，但是應當理解，可替換地，可利用常規處理器或使用存儲在ROM中的唯一程序指令集的DSP來實現。模式開關175、已存儲的增益響應180，和RSSI功能182的模式為下面更加詳細介紹的唯一功能。
序列管理器184是在僅當通過LNA 116的協議碼元出現邊緣時將新的控制值字通過SPI發射機和接收機186，188以及DAC 190耦合到LNA 116的唯一功能塊。序列管理器184補償AGC環路100中的固定和變化的延遲，使得在碼元持續時間的一小部分中、在LNA 116中出現的下一個協議碼元邊緣處，將新的增益控制信號195耦合到LNA116。由于在AGC接收機1101的各級中的固有的延遲，在AGC接收機1101的前端和后段110，130的不同級處，協議碼元的定時邊緣也不相同，并且定時邊緣隨著AGC系統100的帶寬(在此也稱為“環路帶寬”或者“AGC帶寬”)的變化而變化，也隨著碼元的持續時間的變化而變化。SPI傳輸相對于碼元時鐘周期的持續時間非常快地發生。僅在LAN 116中的協議碼元邊緣處將增益控制值耦合到LAN116的唯一特征有助于減少在碼元周期的中心期間、AGC接收機1101前端的數字切換噪聲。同樣，為了有助于減少數噪聲，當碼元塊邊緣出現并且增益校正器170檢測到LNA 116的增益仍然處于正確位置中(即RF信號沒有顯著地改變，且增益控制值194不需要更新)時，沒有在碼元塊邊緣處經增益控制信號195將增益控制值194通過SPI發射機和接收機186，188耦合到LNA 116。
本文中介紹的AGC系統100調節前端的增益110，以防止無線裝置1100處于過載條件。AGC系統100使無線裝置1100在115dB的動態范圍內成功地運行。AGC系統100為有助于AGC接收機1101獲得優良的互調制和臨近信道規范的關鍵。RSSI信號183允許主處理器輪詢和檢查用于諸如越區決定和發射功率調節的常規目的的信道強度的測量值，并且獲得精確的調諧AGC接收機1101。
增益校正器170為所有涉及恢復信號功率的計算使用代表恢復的信號功率的電壓平方值，通過這樣做，其能夠通過簡單地右移或左移所述值(并且當進行左移時在最低有效位中插入零)工作在+/-3dB增量，因為這樣移位得到代表功率電平的值的一半或兩倍，所述值很接近+/-3dB改變。
用二進制移位來處理在+/-3dB增量的輸入功率值的技術是簡化在AGC系統100中的計算的關鍵，這與使用固定點乘法和除法的現有技術方法不同，這樣的技術也降低了AGC系統100使用的電路(或者存儲要求)和功率。
AGC系統100是負反饋電路，因此，其要受到諸如不穩定、上沖和下沖的環路動態特性的影響。為了使這樣的影響最小，一旦增益校正器170使用已改變的增益控制信號195來更新LNA 116(通過更新增益控制值194)和/或衰減控制信號189改變，在計算新的增益控制值194之前，增益校正器170等待6400波特處的大約兩個碼元周期(具有625毫秒的持續時間的兩個碼元周期(usec.))。在此種等待狀態期間，清除并且保持復位AGC濾波器162。這樣的復位狀態或者延遲允許由上一個AGC更新引起的任何信號的擾動通過系統傳播。在本發明的優選實施例中，從LNA 116到鎖存器164的傳播延遲為大約450usec。復位狀態確保用于增益控制器170的下一個新的測量周期基于清潔數據(clean data)，并且AGC系統100保持穩定。因為傳播延遲實質上與碼元速率無關，對于碼元速率而不是6400波特，復位狀態保持大約625usec。這種復位狀態使得AGC帶寬比現有技術的AGC系統更快。(典型地，它可以在400Hz帶寬上容易地運行，這個帶寬為現有技術產品的兩倍)。這是很有用的，因為傳統的ZIF接收機的AGC帶寬由于諸如LNA增益引入的DC偏移的固有的暫態而很低。以前的AGC設計并沒有清除環路濾波器。它們允許由環路引入的暫態，因此花費更長的時間來清除來自AGC系統的擾動。AGC等待延遲可以被修改以符合其它系統傳播延遲。
根據本發明的優選實施例，RF分級衰減器114由增益校正器170進行數字控制，并具有兩個狀態衰減狀態，提供大約17dB的衰減，和通過或非衰減狀態，其中信號沒有被衰減，或者被顯著地放大。是否使用分級衰減器114的衰減狀態的決定是在FLEX協議的幀的開始附近做出。衰減狀態中，無線裝置1100用分級衰減器114開始加熱模式171。增益校正功能塊170確定在加熱模式171期間是否切換到非衰減狀態。在無線裝置1100改變到在正常的數據接收操作期間出現的跟蹤模式172后，僅當恢復的信號降低到低于預定的AGC“失調”閾值時，將分級衰減器114切換到非衰減狀態。在切換到非衰減狀態后，在相同的幀中，分級衰減器114不能切換回到衰減狀態。這一特征防止分級衰減器114在一幀期間，從非衰減切換到衰減狀態和反向切換。這提高了無限裝置1100的性能，因為當切換分級衰減器114時其能夠引起在想要的信號上的大擾動，并且重復的切換可以導致降低AGC接收機1101的敏感性。在大多數情況下，可以設置LAN 116的變化增益足夠低，以當分級衰減器114被切換到非衰減狀態時處理合理大的信號。當AGC接收機1101處于非常強的互調制(IM)或者臨近信道信令環境中時，分級衰減器114非常有用，所述互調制(IM)或者臨近信道信令環境通常持續至少多個幀。
本發明具有三個閾值AGC跟蹤閾值(AGC_THRES)，AGC失調閾值(AGC_THRESSO)，和AGC加熱閾值(AGC_THRESWU)。每一個閾值的單位為平方伏特。
AGC跟蹤閾值被設為高于信令檢測場(sense floor)16dB到20dB。AGC跟蹤閾值為恢復的信號功率，當恢復信號功率大于AGC跟蹤閾值時，在跟蹤模式期間，AGC系統100通過依靠增益控制值194控制LNA 116的增益來調節恢復信號功率。當恢復信號功率小于AGC跟蹤閾值時，增益校正器170使LNA 116保持在最大增益。
優選地，AGC失調閾值被設置為高于信令檢測場12dB。當分級衰減器114處于衰減狀態，并且LNA 116處于最大增益時，使用AGC失調閾值來確定是否將分級衰減器114切換到非衰減狀態。
優選地，AGC加熱閾值被設為高于信令檢測場45dB。正如下面詳細的介紹，在加熱模式期間，使用該閾值來滿足IM規范。
AGC系統100使用高于三個閾值中的每一個的缺省值+/-3dB。通過適當地編程，可以將該缺省值增加到+/-6dB。
加熱模式現在參見圖2，其示出了根據本發明優選實施例的增益校正器170的加熱模式171操作的流程圖。當無線裝置1100(圖11)和同步信令協議同步操作時，使用加熱模式171來確定在跟蹤模式172期間是否使用在衰減模式中的分級衰減器114。(當無線裝置1100為第一次打開時，使用沒有在此介紹的異步加熱模式)。通常，在無線裝置1100已經在通信系統中操作足夠長的時間以建立起與幀周期的同步之后，加熱模式被定時為在FLEX幀的前同步的開始附近的開始處。在步驟205，無線裝置1100打開AGC接收機1101已開始接收信息幀。應當理解，在FLEX通信系統及與其類似的其它系統中，當無線裝置1100操作在同步模式中時，AGC接收機1101在一個或多個幀期間或者周期中保持在“接收機-關”模式，在所述幀期間或周期中，無線裝置1100希望接收不相干的新的信息(但是無線裝置1100實質上與同步信令協議保持同步)。由于在切斷AGC接收機1101的電源時已經設置了最低增益，當AGC接收機1101在步驟205被加電后，增益控制值194被設為最低增益。根據本發明的優選實施例，這一個最低增益被設置為低于在跟蹤模式172期間、在正常的LAN 116的調整期間使用的最小增益控制值。通過關閉LAN 116來獲得所述最低增益。在步驟210，將分級衰減器114設置為衰減狀態。在步驟215，執行DC偏移校正，其持續625毫秒。然后在步驟220，將增益控制值設置為最小增益控制值。在步驟225，在DC偏移校正完成并且持續1.250毫秒后，在測量周期開始650毫秒期間，確定具有二進制電壓平方信號165的二進制MAG的恢復信號功率。二進制電壓平方信號165也被稱為具有分級衰減器114和LNA 116的設置的第一幅值恢復信號。在步驟230，將(第一幅值恢復信號的)MAG與AGC_THRES進行比較。在步驟235，當MAG大于AGC_THRES時，分級衰減器114處于衰減狀態中，并且AGC系統100被改變為跟蹤模式172。在本發明的一個VHF接收機實施的例子中，當在這些設置下MAG大于AGC_THRES時，截獲信號功率大于-21dBm(相對于1毫瓦的分貝)。當MAG小于或等于AGC_THRES時，在步驟235將LNA 116設置為最大增益，并且在步驟240，在改變LNA 116增益且持續1.250毫秒之后，在測量周期開始650毫秒期間，再次確定通常由增加的LNA 116增益已經增加的恢復信號功率MAG。二進制電壓平方信號165被稱為具有分級衰減器114和LNA 116的這些設置的第二幅值恢復信號。在步驟245，當(第二幅值恢復信號的)MAG大于AGC_THRES時，分級衰減器114處于衰減狀態，并且將AGC系統100改變為跟蹤模式172，步驟265。在VHF的例子中，當在這些設置之下MAG大于AGC_THRES時，截獲的信號功率大于-62.5dBm。當MAG小于或者等于AGC_THRES時，在步驟250分級衰減器114設置為非衰減狀態，并且在步驟252，在改變分級衰減器114且持續1.250毫秒之后，在測量周期開始650毫秒期間，再次確定通常由降低的分級衰減器114已經降低的恢復信號功率MAG。二進制電壓平方信號165被稱為具有分級衰減器114和LNA 116的這些設置的第三幅值恢復信號。在步驟255，當(第三幅值恢復信號的)MAG大于AGC_THRESWU時，分級衰減器114被復位為衰減狀態，并且將AGC系統100改變為跟蹤模式172，步驟265。在VHF的例子中，當在這些設置之下MAG大于AGC_THRES時，截獲的信號功率大于-79.5dBm。在步驟255，當MAG小于或者等于AGC_THRESWU時，分級衰減器114設置為非衰減狀態，并且將AGC系統100改變為跟蹤模式172，步驟265。通過這些確定，可以看出，由恢復信號的正常數據部分的開始來將分級衰減器114設置為衰減狀態和通過狀態中的一個。
跟蹤模式現在參見圖3，其為根據本發明優選實施例的保持已存儲的增益響應180的一組寄存器的映射表。優選地，所述寄存器組被作為特地設計用于保持存處的增益響應180的多個寄存器存儲位置。在預定的多個存儲位置中的每一個之處(在圖3示出的例子中標記為位置0到19)，有一個用于存儲增益控制值調整的“調整值(VALUEADJUSTMENT)”組。在該例子中為31個的預定最大增益控制值(在圖3中標識為O7-O0)為與存儲位置0相關的調整值。利用耦合到傳導輸入111(圖1)的固定功率的傳導RF信號，在校準模式173期間測量其它調整值并且將其存儲。(使用傳導輸入111關閉來自分級衰減器114的天線112的截獲的信號113)。每一個位置與一個增益相關，該增益很接近低于與下一個更高的順序位置相關的增益3dB。因此，這些位置具有與在圖3的增益列中示出的那些值相關的增益(但是沒有存儲這些增益)。每一個存儲在不是位置0的位置的調整值為一個代表在增益控制值194中的近似改變的調整值，需要所述增益控制值194來將在更低位置的LNA 116的增益改變到與所述位置相關的LNA 116的增益。應當理解，從最大增益控制值中導出在特定位置處、用于特定相關增益的增益控制值194，并且用于所述位置的所述調整值達到包括特定位置。當由DAC 190產生的增益控制信號194被應用到LNA 116中時，增益控制值194實質上提供了與在校準模式173期間獲得的相同的來自在位置0處的最大增益的增益減少。然而，應當理解，在特定增益控制值處的二進制電壓平方信號165的二進制絕對值在跟蹤模式172中可能不同于在校準模式173中，因為在跟蹤模式172中的截獲的信號113的功率可以是(通常是)不同于用于校準模式173的傳導RF信號的功率。重要的是，應當理解，可以通過分別減或加與下一個更高的或更低的位置相關的調整值來調整所述增益控制值194，得到對恢復信號165的功率的正或負3dB改變。指針寄存器保持與由增益控制值194的當前值設置的增益相關的位置的當前值，所述增益控制值194已經被從與在0和要指向的位置之間的所有位置相關的調整值中確定出來。應當理解，優選地，存儲的增益響應為專用的寄存器組，但是也可以是諸如處理器寄存器的一部分的其它任意的類型的存儲器或者諸如隨即訪問存儲器(RAM)的其它存儲器，在這種情況下，以常規方式將指針值加到基地址，以恢復增益和調整值。也應當理解，與存儲用于每一個所希望的相對增益的增益絕對控制指相比較，調整值的使用減少了必須產生增益控制值的存儲量。根據本發明的優選實施例，為每個位置將調整值存儲在兩位中。例如，與指針當前指向的存儲位置5相關的兩位被標識為X5，1和X5，0。
參見圖4，示出了根據本發明優選實施例的跟蹤模式172的流程圖。在步驟405，獲得已濾波的二進制電壓平方信號165的二進制值MAG，并且在步驟410，對其進行測試以通過判定是否大于預定滯后值HYST來確定其是否不同于AGC_THRES，所述HYST優選地為3dB。然后，如果不是，在步驟415在增益控制值中沒有改變，流程回到步驟405，等待下一個測量的MAG。當(MAG-AGC_THRES)的絕對值大于HYST，則在步驟420，將代表AGC_THRES的變量即AGCSHIFT設置為等于AGC_THRES，并將對增益控制值的步長進行計數的變量即COUNT設為0。
如果在步驟425，MAG大于或等于AGCHSHIFT，如果在步驟460指針(POINT)小于最大指針值(POINTMAX)，則在步驟465獲得在POINT處的調整值，并且在步驟470被用來降低增益控制值一個所述的調整值。然而，如果在步驟460，POINT等于POINTMAX，則對增益控制值不進行改變(其已經處于將LAN 116的增益設為最大增益的位置)，并且流程回到步驟405等待下一個測量MAG。接下來，在步驟475，對AGCSHIFT左移1位，將POINT加1，并且COUNT加1。接下來，如果POINT等于POINTMAX，如上所述，在步驟490，在下一個碼元邊緣處將新確定的增益控制值(其為將LNA 116的增益設為最大增益的值)耦合到LNA 116，并且流程回到步驟405，等待下一個測量的MAG。然而，如果在步驟480，POINT不等于POINTMAX，并且在步驟482，COUNT不等于COUNTMAX，并且在步驟485，MAG不小于AGCSHIFT，則流程返回步驟465，繼續確定在增益中降低另一個大約3dB是否合適于在步驟485使MAG＜AGCSHIFT。如果在步驟482，COUNT等于COUNTMAX，則在步驟490，在下一個碼元邊緣處將新確定的增益控制值耦合到LNA116，并且流程返回步驟405，等待下一個測量的MAG。使用這樣的限制來防止增益改變的絕對值大于大約(3dB)*(COUNTMAX)。對于無線環境和無線裝置類型的典型組合，將COUNTMAX設為6(大約18dB)。在步驟485，如果MAG小于AGCSHIFT，則在下一個碼元邊緣處，在步驟490將新確定的增益控制值耦合到LNA 116，并且流程返回到步驟405，等待下一個測量的MAG。
在步驟425，如果MAG小于AGCSHIFT，則在步驟430，如果指針(POINT)大于最小指針值(0)，在步驟435獲得POINT處的調整值，并且在步驟440，將該值用來增加增益控制值一個調整值。然而，如果在步驟430，POINT不大于0，對增益控制值不進行改變(其為將LNA 116的增益設為最大增益的值)，并且流程返回到步驟405，等待下一個測量的MAG。接下來，在步驟445，將ACSHIFT右移1位，將POINT加1，將COUNT加1。接下來，如果POINT等于0，并且在步驟453，如果MAG小于或等于AGC THRESSO，在步驟454將分級衰減器114設為非衰減狀態，在步驟490，在下一個碼元邊緣處，將新確定的增益控制值耦合到LNA 116，并且流程返回到步驟405，等待下一個測量的MAG。在步驟450，如果POINT的等于0，并且在步驟453，如果MAG大于AGC_THRESSO，將分級衰減器114保持在衰減狀態，在步驟490，在下一個碼元邊緣處將新確定的增益控制值耦合到LNA 116，流程返回到步驟453，等待下一個測量的MAG。然而，在步驟450，如果POINT等于0，并且在步驟452，COUNT不等于COUNTMAX，并且在步驟455，MAG不大于或等于AGCSHIFT，則流程返回步驟435，繼續確定增益增加另一個大約3dB是否適于在步驟455使MAG≥AGCSHIFT。在步驟452，如果COUNT等于COUNTMAX，則在步驟490，在下一個碼元邊緣處，將新確定的增益控制值耦合到LNA 116，并且流程返回步驟405，等待下一個測量的MAG。使用這些限制來防止增益絕對值的改變大于大約(3dB)*(COUNTMAX)。在步驟455，如果MAG大于或者等于AGCSHIFT，則在步驟490，在下一個碼元邊緣處，將新確定的增益控制值耦合到LNA 116，并且流程返回到步驟405，等待下一個測量的MAG。
應當理解，對于本領以普通技術人員而言，有多種變化的跟蹤模式，可以使用這些模式來完成由本發明優選實施例獲得的相同的結果。在已經實現的一個可替換實施例中，使用在圖4中介紹的跟蹤模式技術，除了在所介紹的步驟470，440中沒有改變增益控制值，并且在步驟475，445中沒有改變指針值(POINT)。然后，當步驟485，455中的一個分別確定為“YES”時，執行另一個環路COUNT次，每一次將指針值POINT調整一，并且將增益控制值改變一個與每一個POINT值相關的調整值，然后在步驟490傳輸新的增益值。在相對于優選實施例變化的例子中，可以對MAG而不是AGC_THRES移位以確定需要產生不同于上一個3dB的MAG的COUNT；對指針增加的方向可以相反；步驟470和475可以顛倒，等等。而且，有幾種跟蹤模式的特征如果不執行將降低，但是不會消除本發明的所有益處。例如，可以省去步驟482和452，因此允許增益在一些情況下波動，使得AGC系統100在這些情況下不太穩定。
應當理解，二進制電壓平方信號的使用以及在AGC系統中的存儲增益響應允許當需要確定新的增益值時通過左移或右移AGCSHIFT1位，改變增益多個大約3dB，這使得執行這種技術的電路與現有技術的AGC系統相比較很簡單并使得增益控制與功率成線性關系。沒有這些線性，系統可能會過沖，并且可以隨著截獲信號113的輸入功率的改變而振蕩。而且，在AGC更新循環中提供增益變化的寬量程，例如在3dB和18dB之間變化的AGC系統100的能力使得AGC系統比現有技術以更快的時間常數運行。這種AGC系統100允許控制處理器以通過改變COUNTMAX來改變增益變化大小，當AGC系統在AGC閾值附近工作時可以減少增益變化大小，從而相對于現有技術的AGC系統，減少了設置時間，并且提高了AGC系統100的穩定性。
AGC濾波器參見圖5，示出了根據本發明優選實施例的AGC濾波器162的電方框圖。AGC濾波器162包括一個耦合到換算器(scaler)510的輸入端的累加器505。在累加器505和換算器510之間耦合的是帶寬信號156和碼元速率信號158。
如表1所示，由信號156，158控制累加器505，以累加示出的樣值，在一個增益控制更新循環中，累加具有所示的持續時間。
表1

累加器505進一步由在表2中示出的碼元速率信號158控制，以在用于所示的樣值中的復位狀態中保持清除，所述復位狀態在每一個增益控制更新循環開始處具有所示的持續時間。
表2

參見圖6，7，8和9，定時圖示出了與6400波特碼元的碼元周期(標記為6400波特碼元周期)相比較的復位持續時間和累加持續時間，并且示出了根據本發明優選實施例的、在每一個增益控制值更新循環期間出現的增益控制值更新(標記為寫入增益值)。這些關系示在4個不同的環路帶寬中圖6中的177Hz，圖7中的320Hz，圖8中的533Hz，和圖9中的800Hz。從這些圖中應當理解，這些用于不同的環路帶寬的累加持續時間具有2M的關系，而復位持續時間實質上為恒定的。從表1和2可以進一步理解，對于特定的帶寬，用于不同碼元速率的累加持續時間和復位持續時間實質上相同。
累加器的輸出為未濾波的恢復信號154的平均幅值的15到240倍。然后，由換算器將該累加器輸出減少如表3所示的第一增益換算。
表3

在此第一換算之后，該信號具有一個樣值的15/16值。然后，由一個第二換算17/16進行歸一化，產生一個被歸一化為一個樣值的輸出，該輸出大約為在累加器中的樣值的平均值，而不論所選擇的接入碼元速率和濾波帶寬(其為環路帶寬)。該簡單濾波換算允許AGC系統100將一個AGC閾值組用于無線裝置，AGC閾值組這是獨立于所選擇的帶寬和碼元速率的，是現有技術的AGC系統所沒有的。
應當理解，上面的關系可以更一般的表示為碼元速率信號158指出至少兩個碼元速率中的一個具有兩個關系之間的一個因子。累加器505產生一個二進制輸出，該輸出為在一個增益控制值更新循環期間出現的樣值數目的累加。用于任意兩個碼元比率的無線裝置數量實質上反比于兩個碼元速率的比率。換算器通過二進制右移操作，將二進制輸出減少實質上等于所述數量的一個因子。所述數量由公式((2N-1)*2M)給出。N和M為整數。二進制右移操作將輸出右移M+N位。所述因子為2N*2M。換算器執行調整減少的二進制輸出((2N+1)/2N)。
RSSI功能塊參見圖10，示出了根據本發明優選實施例的RSSI功能塊182的電方框圖。RSSI功能塊182包括log函數(LOG2)1020，加法函數(ADD)1030，和選擇函數1050(SELECT)。加法函數1030將4個二進制值相加起來。一個是從存儲的增益響應180獲得的LNAGAIN(增益)1005。LNA GAIN 1005代表LNA 116已經被設置的最近的相對增益；也就是，與LNA 116的最大增益的在dB上的差別，步長為3dB。優選地，這可以通過從最大增益到當前指針位置的增益步長計數(指針位置步長)獲得，并且優選地為4位寬度。另一個是ATTENUATOR(衰減器)信號1010，其具有以3dB步長代表相對于非衰減狀態的分級衰減器114的衰減的值，單位為dB(例如，0或18)，并且優選地為3位寬度。第三個為由LOG2函數1020產生的5位二進制Mu-律信號1021。這個Mu-律信號1021的值是所述值的最高位位的順序位置，即具有“1”的二進制電壓平方信號165的MAG，優選地所述值為5位寬度。Mu-律信號1021是對Log2(MAG)的近似。第四個是常數1015，當該常數被加到LOG2信號1021、LNA 116工作在最大增益、以及分級衰減器114處于非衰減狀態時，所述常數從加法函數1030的輸出中產生結果0，所述LOG2信號1021是在當0dBM信號被插入傳導輸出111(圖1)中(或者由天線112截獲)時產生的。常數1015優選地為5位寬度值。加法函數1030的輸出是代表截獲的信號113的功率(dBm)的二進制值寬度X。這被稱為低分辨率RSSI，并且當AGC系統100處于跟蹤模式172時由選擇函數1050對所述分辨率進行選擇。當選擇了低分辨率RSSI輸出時，將其耦合到無線裝置1100的主處理器，無線裝置1100包括以消息表示的被輸送到無線通信系統的固定部分的低分辨率RSSI。低分辨率RSSI被用來執行作為固定傳輸功率調整和固定傳輸選擇的操作，并且被在AGC無線裝置1100(圖11)中使用，例如執行對恢復信號的糾錯。在本發明的優選實施例中，X為10。應當理解，因為將低分辨率RSSI用于允許比AGC系統100的環路允許的更長的延遲時間的目的，優選地，log函數1020、加法函數1030、和選擇函數1050在無線裝置的主處理器中執行，而不是在優選用于AGC系統100的其它唯一數字功能的定制集成電路的部分中執行。
在中止測試模式174中，選擇函數1050選擇二進制電壓平方信號165的值MAG。在跟蹤模式172中，將值MAG的全位寬度W傳到選擇函數1050的輸出，并且將其耦合到無線裝置1100的主處理器。在工廠調諧操作期間，主處理器將這種高分辨率、未校正的、已濾波信號耦合到測量裝置。根據本發明的優選實施例，W為21，其提供了0.01dB的分辨率和63dB的總量程。這就允許執行高精度的峰值調諧，使得可能進行簡單的、精確的、自動無線調諧。
參見圖11，示出了根據本發明優選實施例的無線裝置1100的電方框圖。無線裝置(也稱為AGC無線裝置)包括耦合到包括AGC系統100的AGC接收機1101。AGC接收機1101優選地為ZIF或者直接轉換接收機，但是可以是另一種類型。恢復的I和Q信號145，147被從AGC接收機1101的AGC系統100耦合到控制器1105，所述控制器以常規方式解調制并解碼這些信號，并且處理包括I和Q信號的信息。控制器1105執行常規的功能，諸如協議碼元同步和解調制、協議解碼、差錯解碼、地址檢查等等。控制器1105包括具有合適的存儲程序指令的常規微處理器。從I和Q信號145，147解碼出的信息和在控制器1105中產生的信息被耦合到顯示器1115，以提供給用戶。AGC無線裝置1100也包括其他常規用戶接口，諸如開關(圖11中未示出)，并且能夠可選地包括一個或多個其它常規用戶接口元件，諸如揚聲器、振動器，和LED指示器(在圖11中未示出)，并且可選地包括耦合到天線112的發射機(在圖11中未示出)。控制器1105控制AGC接收機1101以選擇特定無線信道，并且借助于控制信號1110進入各種操作模式。在跟蹤模式172期間，在具有發射機的無線裝置中，產生低分辨率RSSI，并且由RSSI信號183耦合到控制器1105，該控制器將已編碼的低分辨率RSSI經過串行信號1120耦合到發射機，以將接收到的信號強度通知固定網絡。當制造AGC無線裝置1100時，將AGC無線裝置加入到中止測試模式174中，在該模式期間，將高分辨率RSSI耦合到控制器1105，控制器1105將高分辨率RSSI經過串行信號1120耦合到工廠調諧裝置，在所述工廠調諧裝置中將其用于優選地調諧無線裝置1100。應當理解，可選地，可以在AGC無線裝置包括發射機時對高分辨率編碼并進行發射，為了達到獲得高分辨率RSSI的目的，所述發射機能夠通過減少到AGC無線裝置的有線連接來降低制造成本。
也希望在圖11的方框中包括其他的結構。例如，在上面所稱的碼元解調制和同步功能可選地可由數字信號處理起來完成，所述數字信號處理器執行上面介紹的幅值校正器170和接收機1101的其他部分的功能。
應當理解，盡管以射頻接收機的形式介紹了AGC系統100，本發明在其他類型的接收機中也提供類似的益處，其中一個例子就是紅外光接收機。
確定存儲的增益響應參見圖12，示出了根據本發明優選實施例的用于確定和存儲無線裝置1100的存儲的增益響應的校準建立的電方框圖1200。校準建立包括被耦合到AGC無線裝置1100的傳導輸入111的信號發生器1210。信號1205被耦合到AGC無線裝置1100，該無線裝置將AGC無線裝置放入校準模式173中，并且開始校準過程。信號發生器產生常值功率電平信號1215，其可位于預定信號電平的幾個dB中；不需要將其精確地設置為預定的信號電平，因為校準和唯一存儲增益響應的使用避免了需要使用絕對信號電平。這就降低了測試過程的成本。可選地，可使用將校準信號輻射耦合到AGC無線裝置1100而不是傳導耦合來執行在此介紹的校準，只要由AGC無線裝置1100截獲的功率電平信號在校準程序中保持恒定。這是該過程的另一個優點，因為可以同時地校準幾個AGC無線裝置1100。
參見圖13，為示出根據本發明的優選實施例的用于AGC系統的典型的LNA 116的增益(相對于參考0dB的最大增益的dB)對耦合到DAC 190的數字增益控制值194(圖1)的圖線的圖形。圖中示出了三個曲線，一個是高溫、一個是正常(“TYP”)溫度，和一個低溫。這些增益實質上是所有的負增益，因為相對于在最大增益控制值處的LNA 116的增益量，它們受到損失，在這個例中，損失數字值為31。應當理解，曲線是非線性的，并且因為垂直坐標為對數，LNA 116被恰當地表示為非對數放大器。應當進一步理解，當將增益控制值194設置為0時，將關閉LNA 116，因此，正如參考圖2的方框205所介紹的一樣，增益控制值194為最低增益的唯一狀態。
參見圖14，示出了根據本發明優選實施例的用于確定用于AGC系統100的存儲增益響應的方法的流程圖。在步驟1405，對恒定功率電平的信號進行預定的調制類型1215(在一些類型的系統中，可以使用調制的信號)，并且將恒定功率電平的信號耦合到AGC無線裝置1100的傳導輸入111。在步驟1410，控制器1105將指針初始化為0，將增益控制值(GCV)195初始化為最大增益控制值GCVMAX，在這一個例子中，最大增益控制值數字值為31，并且將增益控制步長計數器DGCV初始化為0。在步驟1415，將稱為“移位的恢復信號功率”的值SMAG初始化為恢復功率值MAG(GCVMAX)，其在GCVMAX處被測量到。同樣，在與最大增益相關的調整值(VALUE(0))處、在位置0處將GCVMAX存儲到存儲的增益響應寄存器中。然后，在步驟1420，將指針加1，并且將SMAG右移1位。在步驟1430，將步長計數器DGCV加1，并且增益控制值194減1。將在當前增益控制值處的恢復信號功率MAG(GCV)與SMAG比較，如果在步驟1435，MAG(GCV)等于或大于SMAG，則在步驟1440，增益控制計數器的值(DGCV)被存儲到與指針的當前值相關的調整值(VALUE(POINTER))中，在步驟1445，將增益控制值(DGCV)復位為0，并且所述方法繼續步驟1420。
當在步驟1435，MAG(GCV)小于SAMG時，該方法繼續步驟1430。該方法繼續下去，直到指針到達最大值(在這個例子中，為19)，在該值處，完成指向存儲的增益響應。利用這種方法，增益響應被存儲，提供了用于包括增益校正器170和非對數LNA 116的組合對數增益響應；這也是說，二進制電壓平方信號(165)的線性改變導致實質上在LNA 116的輸出處對數改變。
應當理解，可以用如下的其它方式介紹剛剛詳細說明的方法可替換地，將移位恢復信號功率SMAG描述為相對的二進制電壓平方信號，因為這是通過重復的右移最大增益控制值來確定相對于在最大增益控制值處測量的恢復信號功率。在步驟1435執行的比較可以這樣描述將在第二增益控制值處產生的恢復信號的二進制電壓平方值(MAG(GCV))和相對的二進制電壓平方值(SMAG)(通過對與第一增益控制值相關的相對二進制電壓平方值進行移位來獲得)進行比較以確定所述值的差別的符號。步驟1430可以這樣描述確定重復比較的步驟的次數。包括步驟1430，1435的所述環路包括進行重復，直到所述差別的符號為預定的值(在詳述的例子中，直到MAG(GCV)＜SMAG)最后，步驟1440可以這樣描述作為一個調整值，存儲在確定差值的符號的兩個連續步驟(1435)之間重復的比較的步驟次數。
應當進一步理解，這種存儲增益響應曲線的方法比現有技術的手工方法更加容易、也更加快，并且不要求調整信號發生器來完成。
由這種方法存儲的增益響應功能可以基本描述為將寄存器的有序組(其中每一個寄存器存儲一個增益調整值)和一個增益控制輸出進行比較，其中每一個增益調整值是這樣一個值當被從增益控制輸出減去、或者被加到增益控制輸出中時，產生一個新的增益控制輸出值，其與當前值有一個不同的量，該量實際上改變非對數放大器的增益一個預定的分貝。
另外，可以這樣描述存儲的增益響應包括具有第一寄存器的寄存器的有序組，其中除了第一寄存器之外，每一個寄存器存儲一個增益調整值，包括耦合到指向一個寄存器(指針寄存器)的數字輸入的指針，和一個增益控制值輸出。產生增益控制輸出，作為在指針寄存器中存儲的值與存儲在第一寄存器和指針寄存器之間的寄存器中的所有值和，通過與存儲在第一寄存器中的值進行相減或相加來組合，其中所述增益調整值為以對數方式使用對數字輸入的參考來控制非對數放大器的這樣的增益控制輸出。
應當進一步理解，在多個溫度處的增益響應可以相對小的存儲量存儲在AGC無線裝置1100中，并且可以與AGC無線裝置1100測量的溫度結合起來使用以進一步精煉在AGC系統100中進行的增益調整精度。例如，在工廠校準期間，可以存儲諸如在圖13中示出的三個增益曲線，對于AGC無線裝置1100，高和低溫曲線發生在最大和最小工作溫度。然后，在操作期間，AGC無線裝置測量在AGC無線裝置1100中的溫度(例如，在LNA 116的散熱器(heat sink)處的溫度)，并且在工廠校準期間，將測量的溫度與在散熱器處的測量溫度進行比較。然后可以使用三個增益控制值中的兩個的線性插值來確定被用于增益控制值194的精煉的增益控制值。
平方功能參見圖15，示出了根據本發明優選實施例的用于兩個平方功能148，150(圖1)中的每一個的平方電路1500的電方框圖。優選地，兩個平方電路以在定制的集成電路中包括的狀態機的部分的邏輯電路來實現。耦合到平方電路1500的元件的信號在此被表示為具有二進制并行信號的寬度，其中并行線的數目被表示為寬度。平方電路1500包括對數壓縮功能1510，加倍功能1595，平方功能1590，和對數解壓縮功能1565。對數壓縮功能1510接受具有寬度W和值X的二進制輸入1505，并且產生具有二進制功率成分1520的值POWER(功率)以及二進制幅值成分1515的值AMGNITUDE(幅度)的輸出，值POWER和值MAGNITUDE一起代表X為預定的精度量N，也就是，答案是精確到N個有效位。平方電路1505的一個的二進制輸入1505被耦合到I信號145，并且平方電路1505的另一個的二進制輸入1505被耦合到Q信號147。平方功能1590從MAGNITUDE產生寬度N的已調整的平方幅度成分1542和選擇信號1561。加倍功能1595根據POWER和選擇信號1561來產生加倍的功率成分1556。對數解壓縮功能1565從加倍功率和調整的平方幅度成分1556，1542產生寬度為2W的近似平方輸出，其具有將X的平方近似為預定的精度量N。根據本發明的優選實施例，W＝32和N＝6。
根據本發明的優選實施例，對數壓縮和解壓縮功能1510，1565為Mu-律型函數。對數解壓縮功能1510產生具有寬度N(N為設計的選擇)的二進制幅值成分1515和寬度為P的二進制功率成分1520，其中2(P-1)＜W≤2P，并且P和W為整數。在優選實施例中，P＝5。對數壓縮功能1510包括根據關系POWER＝int(log2(X))來產生POWER的功率函數，并進一步包括根據關系MAGNITUDE＝int(X*2(N-POWER))-2N來產生MAGNITUDE的幅度函數。實現這些關系的電路對于本領域普通技術人員來說是熟知的。優選實施例的特定例子為X＝0000 0101 0111 1001 1101 0000 0001 1001POWER＝1 1010MAGNITUDE＝01 0111平方函數1590包括響應于包括由高位位1524增加的二進制幅值成分1515的增加的幅度輸入的值來產生具有寬度2N+2的確切的平方信號(exact square signal)1526。優選地，平方函數1590包括產生一個查找表，該表產生具有用于增加的幅度輸入的一個2(N+1)值的每一個值的確切的平方函數1526，所述確切平方具有增加輸入的確切平方的值。可使用不是查找表的其它實現，諸如專用于每一個確切平方功能1590的常規乘法電路。對于上面給出的例子，增加的幅度輸入為1010111，并且確切平方為01 1101 1001 0001。平方功能1590包括耦合到確切平方功能1525的操縱電路1560，所述操縱電路1560使用一個比較器來將確切平方信號1526的值與二進制2(2N+1)進行比較，并且產生操縱信號1561。在當確切平方信號1526的值大于或等于二進制2(2N+1)時操縱電路具有一個TRUE狀態，并且具有用于另一個結果的FALSE狀態。在所介紹的例子中，2(2N+1)為213，所以操縱信號1561為FALSE。平方功能1590進一步包括從確切平方中產生調整的平方幅度成分1542的調整功能1529。調整的平方幅度成分1542具有一個N位的精度和寬度。調整功能1529包括對確切平方信號1526除以2N的除法結果進行整數操作的第一整數除法器1530，和對確切平方信號1526除以2(N+1)的除法結果進行整數操作的第二整數除法器1535，和當操縱信號的狀態為FALSE選擇第一整數除法器1530的輸出的最低的N位有效位或者當操縱信號為TRUE時選擇第二整數除法器1535的輸出的最低N位有效位的多路器1540。選擇的位為調整的平方幅度成分1542。在所介紹的例子中，選擇第一整數除法器1530，因此調整的平方幅度成分1542為11 0110。
優選地，加倍功能1595包括左移功能1545，其通過在移位寄存器中將二進制功率成分1520移位1位來產生具有寬度P+1的加倍功率信號1546和對POWER加倍的值，也包括通過在加法器中將二進制1加到加倍的功率信號1546的值來產生增加的加倍功率信號1551的加法器1550，還包括一個多路器1555，其通過在操縱信號1561為FALSE時選擇加倍的功率信號1546，并且當操縱信號1561為TRUE時選擇增加的加倍功率信號1551來產生加倍的功率成分1556。在所介紹的例子中，操縱信號1561為FALSE，因此加倍的功率成分具有值11 0100。
應當理解，在所介紹的平方電路1500，采用下面的關系，平方功能1590產生具有值ADJSQMAG的調整的平方幅度成分1542，且加倍功能1595產生具有值的DBLPOWER的加倍功率成分1556當(MAGNITUDE+2N)2≥2(2N+1)時，ADJSQMAG＝int(((MAGNITUDE+2N)2)*2-(N+1))的N個最低有效位，和DBLPOWER＝2*POWER+1；當(MAGNITUDE+2N)2＜2(2N+1)時，ADJSQMAG＝int(((MAGNITUDE+2N)2)*2-N)的N個最低有效位，和DBLPOWER＝2*POWER。
對數解壓縮功能1565從ADJSQMAG和DBLPOWER中產生近似平方輸出1570，如下(ADJSQMAG+2N)*2(DBLPOWER-N)在所介紹的例子中，ADJSQMAG＝11 0110，并且DBLPOWER＝11 0100(十進制為52)，所以在這一個例子中近似平方輸出1570＝(1110110)*246。
在W＝32，N＝6的平方電路1500中，平方電路1500將現有技術要求的集成電路裝模面積(die area)減少20％，減少非順序實現，同時提供至少0.1dB的精確度，因此應當理解，本發明的成本和功率節約是重要的。
也應當理解，在另一個實施例中，可以通過改變第一和第二整數除法器1530，1535的除數來將調整的平方幅度成分1542的精度增加到2N位。例如，通過將第一整數除法器1530改變為對確切平方信號1526不進行除法操作，并且將第二整數除法器1535改變為對將確切平方信號1526除以2的結果進行整數操作，獲得2N位的精度。在這些可替換實施例中，盡管在整數除法器1530，1535中進行較少的移位，必須在多路器1540中多路復用更多位，并且在Mu-律解碼器1565的輸入處進行處理。
應當進一步理解，盡管參考無線接收電路介紹了平方電路1500，其在任何電子設備中、在任何集成電路中都有用，在所述電子設備中，存在對平方功能的需要，從所述平方功能中，滿足近似結果，并且可以通過修改值N來調整所述結果的精度量。
盡管說明和介紹了本發明的優選實施例，應當清楚，本發明并不受限于優選實施例。對于本領域的技術人員來說在不背離由下面的權利要求所限定的本發明的主旨和范圍的情況下，想到對各種修改、改變、變化、替代、和等同替換。
權利要求
1.一種用于接收機的自動增益控制(AGC)系統，其包括幅值發生器，其產生具有二進制的二進制電壓平方信號，該二進制電壓平方信號直接正比于截獲的信號的恢復信號功率；和增益校正器，通過將第一個值移位1或多位，并且將所述移位的第一個值與第二個值進行比較來確定作為大約為3分貝(dB)的多個增量的增益控制調整值，其中第一和第二個值中的每一個值為所述二進制電壓平方信號和預定閾值中的一個。
2.一種用于射頻(RF)接收機的自動增益控制(AGC)系統，其包括具有模擬輸入和增益的低噪聲放大器(LNA)；和增益校正器，其確定為二進制字的新的增益控制值，其中所述增益校正器補償所述AGC系統中的延遲，并且將所述新的增益控制值鎖存進入被耦合到模擬輸入的數字模擬轉換器(DAC)，使得所述LNA的增益實際上在LNA內的碼元邊緣處改變。
3.一種用于接收截獲的信號的接收機的自動增益控制(AGC)系統，所述截獲的信號被作為包括多個信號周期的信令協議的一部分發射，每一個所述信號周期包括后面有正常數據部分的報頭部分，所述自動增益控制系統包括被耦合到所述截獲的信號的分級衰減器；和增益校正器，其產生耦合到所述分級衰減器的衰減控制信號，其中，所述增益校正器在所述正常數據部分的開始處將所述分級衰減器設為衰減狀態和通過狀態中的一個。
4.一種可換算的自動增益控制(AGC)環路濾波器，其包括積分器，從耦合到其上的輸入信號產生具有幅值的積分輸出信號，其中所述積分器也被耦合到控制所述可換算的環路濾波器的帶寬的帶寬信號；和耦合到所述積分器輸出信號和所述帶寬信號的換算器，其通過換算所述積分器輸出信號的幅值產生獨立于所述帶寬的濾波器輸出。
5.根據權利要求20的可換算的AGC環路濾波器，其中所述比例AGC環路濾波器工作在增益控制值更新周期，其中所述積分器包括一串數字樣值，其中所述積分器包括累加器，響應于碼元速率信號指出至少兩個碼元速率中的一個具有相互的兩個關系的因子，所述累加器產生所述濾波器輸出，作為在一個增益控制值更新周期期間出現的樣值數量的累加的二進制信號，其中對于任意兩個碼元速率，所述數量的比率實際上反比于所述兩個碼元速率的比率；和其中所述換算器通過二進制右移操作來執行減法將所述二進制輸出減去一個因子，所述因子實質上等于所述數量。
6.一種用于接收機的自動增益控制(AGC)系統，其包括自動增益控制(AGC)濾波器，其產生具有高分辨率位寬度W、并且具有二進制MAG的二進制電壓平方信號，所述二進制MAG直接正比于截獲的信號的恢復信號功率；和接收信號強度指示(RSSI)功能，其當AGC系統處于中止測試模式時直接地從所述二進制電壓平方信號產生為高分辨率、未校正、具有寬度W位的濾波信號產生RSSI輸出。
7.根據權利要求24的AGC系統，進一步包括耦合到截獲的信號的分級衰減器，其如由衰減控制信號所確定的那樣衰減所述截獲的信號；和耦合到所述分級衰減器的低噪聲放大器(LNA)，其將所述衰減的信號放大由增益控制值確定的一增益值，其中，所述RSSI功能產生RSSI輸出，該RSSI輸出為具有位寬度X位的低分辨率校正信號，所述信號具有實際上等于截獲的信號的功率的值，所述截獲的信號由所述LNA的相對增益、所述分級衰減器的相對衰減、底為2的對MAG的近似對數，和一個常數的和來確定，且其中X為小于W的整數。
8.一種在接收機中的無線信號強度指示(RSSI)系統，包括產生二進制電壓平方信號的基帶濾波器，所述二進制電壓平方信號具有二進制值MAG，該MAG值直接正比于截獲的信號的恢復信號功率；耦合到截獲信號的分級衰減器，其將所述截獲信號衰減一個由衰減控制信號確定的衰減值；和耦合到所述分級衰減器的低噪聲放大器(LNA)，其將所述衰減信號放大一個由增益控制值確定的增益值；無線信號強度指示(RSSI)功能，其產生具有一個值的RSSI輸出校正信號，其直接正比于所述截獲信號的功率，其中所述值被從所述LNA的增益、所述分級衰減器的衰減、和基底為2的對MAG的對數中確定。
9.一種用于接收機的自動增益控制(AGC)系統，其包括將截獲信號放大的非對數低噪聲放大器；幅值發生器，其產生具有直接正比于所述截獲信號的恢復信號功率的一個值的幅值信號；和增益校正器，其從存儲的增益響應功能中產生增益控制值，所述增益控制值參考所述幅值信號以對數方式控制所述非對數低噪聲放大器的增益。
10.一種用于接收機的自動增益控制(AGC)環路，其包括具有可變增益的低噪聲放大器(LNA)，其將截獲信號放大，產生LNA輸出信號；和耦合到帶寬信號的可換算的環路濾波器，其控制所述AGC環路的帶寬，并且被耦合到所述LNA輸出信號，其中，響應于將所述恢復信號與選擇的AGC閾值比較，控制所述LNA的可變增益，和其中，所述可換算的環路濾波器產生具有一幅值的恢復信號，該恢復信號實際上獨立于所述帶寬，且其中獨立于所述帶寬的選擇來選擇所述AGC閾值。
全文摘要
本發明公開了一種用于受控增益接收機(1101)的自動增益控制(AGC)系統(100)，包括一個幅值發生器(160)和一個增益校正器(170)。幅值發生器產生具有一個二進制值的二進制電壓平方信號(165)，所述二進制電壓平方信號直接正比于截獲信號(113)的恢復信號功率。通過將參考閾值移位(475，445)一個或多位，并且將移位的參考閾值與二進制電壓平方信號進行比較(485，455)，所述增益校正器(170)確定增益控制值(195)的調整值作為大約3分貝(dB)的多個增量。通過設置包括在濾波器(162)中的累加器(505)和比例器(510)，濾波器(162)適應各種帶寬和碼元速率。
文檔編號H03G3/30GK1522500SQ01810435
公開日2004年8月18日 申請日期2001年5月4日 優先權日2000年5月30日
發明者詹姆士·戴維·休格斯, 約翰·理查德·奧克利, 克林頓C·鮑威爾Ⅱ, C 鮑威爾Ⅱ, 理查德 奧克利, 詹姆士 戴維 休格斯 申請人:摩托羅拉公司