專利名稱：控制基帶增益的方法及電路的制作方法
技術領域：
本發明涉及基帶增益控制，尤其是能夠有效防止在直接變換基帶電路的增益控制中由于直流補償量引出問題的基帶增益控制方法及電路。
2)由于包括基帶限制和AGC(自動益控制)在內的大部分功能是在基帶頻率執行的，因此它們可以由適合于LSI(大規模集成電路)的CMOS模擬電路來實現。
圖6是一個直接變換接收機的具體構成的示意圖。圖6所示是一個基帶增益控制系統，它用于控制直接變換基帶電路的增益，這個系統可以象WCDMA(寬帶碼分多址)系統那樣在接收機的接收信號中具有寬動態范圍。
由天線201接收的高頻信號受制于高頻帶通濾波器202的頻帶限制，并且接收的頻帶被取出。如此限制頻帶的信號被低噪聲放大器LNA203放大，并被直接輸入給正交解調器204。正交解調器204被由本地振蕩器225所產生的本地信號所驅動。這個本地信號的頻率與被接收的高頻信號的中心頻率相同。
正交解調器204由乘法電路222和223以及位相電路224組成。低噪放大器203的平衡輸出通過放大器221被乘法電路222和223進行乘法處理，這些乘法處理分別對應于具有本地信號的0度相位和90度相位的正交信號的平衡輸出，基帶信號直接產生自高頻信號，且兩種信號，即基帶信號I和Q作為解調輸出被輸出。這些基帶信號分別受到基帶濾波器205和206的頻帶限制，之后又被AGC電路207放大，從而具有一個恒定的平均幅度值。
AGC電路207的動態范圍具有能達到幾十個分貝(對于CDMA約為80dB)的特性。AGC電路207的輸出作為信號205和206被分別輸出給下一級。需要指出的是，控制該電路的增益的電路以及其中的算法因為與本發明無關，所以在此未加描述。
根據這個直接變換系統，用來抑制相鄰波道的波道濾波器不是由用于IF頻帶的SAW濾波器實現，而是由基帶濾波器205和206實現。由于基帶濾波器205和206能由采用有源元件的電路來實現，所以它們適合于IC。此外，由于高頻信號被直接變換成基帶信號，無需提供第二個本地振蕩器。由于這些原因，有可能使從低噪放大器LNA203到基帶輸出的所有的接收電路，可以由一個芯片來實現。這大大有助于制造出體積更小的移動電話，并減少元件數量。
但是，如果在基帶濾波器205和206和AGC電路207中有直流補償，哪怕是很小，AGC的增益有時會變得高達80dB，并出現飽和現象，使得輸出被固定為電源電壓或接地電壓。例如，如果在基帶濾波器205中存在1mV的直流補償，那么AGC電路207的增益就是80dB，即高達輸入的10,000倍，一個10V的直流成分被輸出。不用說，這樣一個電壓遠高于移動電話的電池的電壓，其結果是移動電話無法工作。
如上所述，盡可能地消除直流補償，是直接變換電路中的基帶電路中最顯著的問題。
傳統上消除直流補償的方法之一是在可變增益放大器的不同級之間使用高通濾波器(C-cut)，它們各包含一個隔直流電容器。
圖7的示意圖表示圖6中的用于I或Q的基帶電路被去掉后的情況。這個基帶電路包括具有C-cut結構的多個增益控制放大器。為簡化描述，圖7顯示了作為單端電路的基帶電路。基帶濾波器101和可變增益放大器102、103和104(這些放大器也可分別表述為VGA1、VGA2和VGA3)分別對應于基帶濾波器205(206)和可變增益放大器208(211)、209(212)和210(213)。
按照這種結構，為防止直流補償的發展以及由直流補償的發展而造成的信號的飽和，對應于C-cut結構的高通濾波器108至111被分別插入于電路的輸入部分和VGA102之間、VGA102和VGA103之間、VGA103和VGA104之間，以及VGA104和輸出部分之間。根據從外部輸入進來的增益數據，按照增益分配電路112分配的增益控制數據，控制VGA1、VGA2、和VGA3的增益。
如上所述，通過把高通濾波器插入基帶電路中的合適單元，在增益未發生變化的靜態下防止了直流的傳播。此外，可以防止由于直流補償造成的信號飽和。
然而，根據傳統的消除直接變換接收機中基帶電路的直流補償的方法，在增益發生巨大變化的動態控制狀態下，會發生由于直流補償而造成的過渡現象，這經常會對接收特性具有負面效應。
假設在圖7所給出的電路中，補償電壓Vof1、Mof2、和Vof3被分別加到VGA1、VGA2、和VGA3的輸入一側，應考慮如果各個增益g1、g2和g3被改變，何種過渡現象將會出現。
在此假定如圖7所示那樣被插入的高通濾波器109至111的傳遞函數是一樣的，而且用以下簡化的方式表達B(s)=ss+α...(1).]]>假定VGA1、VGA2、和VGA3的增益(不是分貝值，而是實際值)分別是g1、g2和g3，而且這些增益分別變為g1’、g2’和g3’，為了簡化，設定下述條件a)增益g1、g2和g3是輸入的1至16倍高；b)增益g1、g2和g3不是同時變化；而且c)增益g1、g2和g3的變化是瞬間的。
1)如果VGA1的增益從g3變為g3’由于分別被高通濾波器109和110阻斷，補償電壓Vof1、Vof2對輸出沒有影響，僅Mof3對輸出有影響。在高通濾波器111的輸入端，一個臺階狀的電壓變化ΔV3出現，如下表述ΔV3＝(g3′-g3)·vof3…(2)。
這個臺階狀的變化影響通過高通濾波器111的輸出Vout。它的一個作用可以用拉普拉斯變換表述如下。Vout(s)=B(s)·ΔV3s=(g3'-g3)·Vof3·1s+α...(3)]]>。
假定g3在t＝0時變化，可得到如下的時間響應Vout(t)=(g3'-g3)·Vof3·e-αt...(4)]]>。
2)如果VGA2的增益從g2變成g2’由于高通濾波器110的存在，在穩定態下，VGA2的輸出的補償被濾波器110消除。然后，假定g2變成g2’。此時，如下的臺階狀的電壓變化ΔV2出現在高通濾波器110的輸入ΔV2＝(g2′-g2)·vof2… (5)。
這個臺階狀的變化影響通過兩階高通濾波器的輸出Vout。它的一個作用可以用拉普拉斯變換表述如下。Vout(s)=g3·B(s)2ΔV2sg3·ΔV2·ss+α·1s+α...(6)]]>。
假定g2在t＝0時變化，可得到如下的以時間為變量的情況Vout(t)＝g3·ΔV2·(1-α·t)·e-at＝g3·(g2′-g2)·Vof2·(1-α·t)·e-at…(7)。
3)如果VGA1的增益從g1變成g1’由于高通濾波器109的存在，在穩定態下，VGA1的輸出的補償被109阻斷。然后，假定g1變成g1’。此時，如下的臺階狀的電壓變化ΔV1出現在高通濾波器109的輸入ΔV1＝(g1′-g1)·vof1… (8)。
這個臺階狀的變化影響通過三級高通濾波器的輸出Vout。它的一個作用可以用拉普拉斯變換表述成如下方式。Vout(s)=g3·g2·B(s)3ΔV1sg3·g2·ΔV1·ss+α·ss+α·1s+α...(9)]]>。
假定g1在t＝0時變化，可得到如下的以時間為變量的情況Vout(t)=g3·g2·ΔV1·(1-2·α·t+α2·t22)·e-αt]]>=g3·g2·(g1'-g1)·Vof1·(1-2·α·t+α2·t22)·e-αt...(10)]]>圖8所示是數學公式(4)在補償電壓Vof3為1mV，增益g3從輸入的1倍變至16倍高時的波形圖。
圖9所示是數學公式(7)在補償電壓Vof2為1mV，增益g3為輸入的16倍高，且增益g2從輸入的1倍變至16倍高時的波形圖。
圖10所示是數學公式(10)在補償電壓Vof1為1mV，增益g3和g2為輸入的16倍高，且增益g1從輸入的1倍變至16倍高時的波形。
不論在何種情況下，各高通濾波器的3dB截止頻率均為5kHz，α值為31415.93。
從圖8至10中顯見，即使直流成份可以被高通濾波器阻斷，然而高過渡電壓會出現在輸出，并通過改變各級的增益從而損壞其性能。
例如，圖8表明，如果在1mV的直流補償電壓Vof3輸入時VGA3的增益從1倍(0dB)變至16倍(24dB)時，會出現其值為1mV×(16-1)＝15mV的一個過渡電壓脈沖。圖9表明，如果在1mV直流補償電壓Vof2為輸入時VGA2的增益從1倍(0dB)變至16倍(24dB)且增益g3是16倍于輸入(24dB)時，會出現其值為1mV×16×(16-1)＝240mV的一個過渡電壓脈沖。
此外，圖10示出如果VGA3的增益g3是16倍于輸入(24dB)，VGA2的增益g2是16倍于輸入(24dB)，VGA1的增益g1是從輸入的1倍(0dB)至16倍(24dB)變化時，會出現其值為1mV×16×16×(16-1)＝3840mV的一個過渡電壓脈沖。
由此可以理解，如果多個可變增益放大器的增益是隨機變化的，即使一個很低的補償電壓，在輸出端也會出現一個高的過渡電壓。這個過渡電壓會極大地破壞了接收機的性能。
如上所述，對于直接變換型的接收機，需要在幾乎整個基帶頻率控制增益。所以，由于出現在基帶電路的各個部分的直流補償電壓導致不利地出現放大器飽和的情況。為防止這一問題，也許可以考慮在電路的合適位置設置高通濾波器從而阻斷直流成份傳輸的方法。然而，在這樣的情況下，過渡電壓出現并且破壞取決于增益變化的接收性能。
本發明通過設定放大基帶信號并且是串聯連接的多個可變增益放大器的增益，以控制基帶增益，以減少因過渡現象而導致的電壓生成。在基帶電路中的多個可變增益放大器的增益的設定是通過如下方法進行控制的1、為可能在某個時間變化的增益的變化量設定一個限量。如果超出該限量的增益變化是必然的，則該增益變化被分成多個變化量，每一變化量等于或低于限量，同時通過多次控制多個變化量，獲得一個期望的增益變化。
2、如果增益要增大，可變增益放大器的增益從靠近輸入的那個開始順次增大。如果增益要減小，可變增益放大器的增益從最遠離輸入的那個開始順次減小。
3、按照上述1或2或1與2的結合的方法，通過增益控制抑制過渡電壓的產生。
根據本發明，進行增益控制，以致對于一個基帶信號設置多個可變增益放大器的增益的變化量的上限。進一步，如果增益要增大，可變增益放大器的增益從靠近輸入的那個開始順次增大。再進一步，如果增益要減小，可變增益放大器的增益從最遠離輸入的那個開始順次減小。由此，可以有效地抑制在增益控制中由于直流補償電壓而造成的過渡電壓的產生。
用于提供增益變化量的上限的增益控制與通過依據增益的增大與減小對多個可變增益放大器分配不同的增益分配控制的結合，使得能夠有效的抑制因直流補償電壓而造成的過渡電壓的產生。
如果本發明被應用于直接變換基帶電路的增益控制，例如，象WCDMA類接收機那樣的具有寬動態接收信號的直接變換基帶電路的基帶增益控制，本發明表現出顯著的優點。
圖2是表示在圖1所給出的實施方式中的增益變換電路的工作情況的流程圖。
圖3是可變增益放大器的增益隨增益控制數據變化方式的示意圖。
圖4是表示一個增益分配電路的工作情況的流程圖。
圖5是由一個ROM構成增益分配電路的示例的示意圖。
圖6是表示一個傳統的直接變換接收機的構成的示意圖。
圖7是圖6所示的電路的基帶電路被簡化為一個單端電路的示意圖。
圖8是公式(4)中如果Mof3是1mV且g3由輸入的1倍變為16倍高時的波形示意圖。
圖9是公式(7)中如果Vof2是1mV，g3是輸入的16倍高，且g2從輸入的1倍變為16倍時的波形示意圖。
圖10是是公式(10)中如果Vof1是1mV，g3和g2是輸入的16倍高，且g1從輸入的1倍變為16倍時的波形示意圖。
發明的優選實施方式圖1的示意圖表示本發明所給出的一個基帶增益控制電路的基本構成。其中所給出的一個信號路徑，類似于圖7所示的傳統的電路，具有接收機接收信號基帶控制系統的構成，如在WCDMA系統中的構成那樣。圖1的框圖給出了一個單端電路，如傳統電路中所描述的那樣。(第一實施例)本發明的第一個實施例具有以下特征，它包含圖1中所示的一個增益分配電路112和一個增益變換電路113，且其中對增益變換電路113設置一個增益控制的上限。
所述的增益變換電路113是一個把輸入增益數據(增益數據對應于分貝dB)變換為被實際設定給可變增益放大器的增益輸出數據(增益輸出對應于分貝)的電路。
而且，增益分配電路112是一個具有把輸入自增益變換電路113的增益輸出數據作為增益控制數據分配給多個可變增益放大器的功能和對數據進行控制的功能的電路。在實施本發明的這個實施例中，它的電路的構成方式是使得增益輸出數據(或稱之為增益輸出)要么是作為原樣，要么是統一地被放大或衰減后，被分配并被提供給多個可變增益放大器。
這里，如果增益輸入發生較大變化，如從24dB發生48dB的變化成為72dB且這一變化被分別發映在這些可變增益放大器的設定值上，由直流補償電壓會生成一個高過渡電壓，就象在本發明要解決的問題那部分敘述中所詳細描述的那樣。
考慮到這一情況，在本實施例中，設定一次可變化的增益的上限或最大臺階(MAXSTEP)。例如，MAXSTEP被設為2dB。通過如此設定，增益的變化量24dB就是通過12個變化量得到的，每個變化量為2dB，且每次變化的間隔是預定的時間間隔(預定間隔)。所以有效地抑制了過渡電壓的生成。
例如，圖8顯示了如果Vof3是1mV且增益g3由輸入的1倍(0dB)變為16倍高(24dB)時的過渡電壓。產生峰值是1mV×(16-1)＝15mV的過渡電壓。
如果增益g3由22dB變為24dB，即變化2dB，在1mV和22dB條件下會得到一個電壓X(dBm)，依據20log10X＝22dB其值為1mV×10(22/20)。所以，按照2dB的步進來改變增益，效果是過渡電壓值為1mV×(16-10(22/20))＝3.4mV。
增益變換電路113把增益數據按照增益設定值輸出給增益分配電路112，增益分配電路112把增益設定值，要么按照原樣要么對其值進行放大或衰減后，分別分配給可變增益放大器102、103和104。
如上所述，各個可變增益放大器的增益所受的控制是多次的，每次的時間間隔是預定的間隔，而且是根據增益的最大變化量或者說是MAXSTEP進行的，從而使過渡電壓的峰值被大大減小。
圖2是一個流程圖，它表示的是實現本發明的第一個實施例的工作情況。如果被輸入的增益輸入值高出當前設定給可變增益放大器的增益輸出的高出部分等于或大于MAXSTEP dB(即步驟s1中的“是”)，那么，當前設定的增益輸出就被增加MAXSTEP dB從而獲得一個新的增益輸出設定值(步驟s4)。相反，如果被輸入的增益輸入值低于當前設定的增益輸出的部分等于或大于MAXSTEP dB，(即s1步驟中的“否”且步驟s2中的“是”)，那么，當前設定的增益輸出就被減去MAXSTEP dB從而獲得一個新的增益輸出設定值(步驟s6)。另一種情況下(步驟s1中的“否”且步驟s2中的“否”)，當前設定的增益輸出就變成一個新設定的增益輸出(步驟s3)。這個操作按照每個預定的時間間隔(預定周期)來進行(步驟s5和步驟s7)，直至增益輸出變為等于增益輸入。
結果是，在每個預定間隔期增益輸出的變化量被限定為MAXSTEP dB或更低。
也能夠給圖2的流程圖的循環次數設定一個最大值，以便于當循環次數超過這個最大值時不再改變增益輸出。
圖3表示增益輸出隨增益輸入變化的方式。在圖3所給出的例子中，在時間t＝0，增益輸入與增益輸出相比顯著升高，然后，增益輸出在每個預定間隔提高MAXSTEP的幅度。在時間t＝t1，增益輸入與增益輸出滿足增益輸入≤增益輸出+MAXSTEP。在此情況下，它們還滿足增益輸入≥增益輸出-MAXSTEP。這樣，增益輸出被設置為與增益輸入相等(增益輸出＝增益輸入)。其后，增益輸入被減小為一個更低的水平，使得在時間t＝t1之后，增益輸出在每個預定間隔減小一個MAXSTEP的幅度，且在時間t＝t2，增益輸出被設定為等于增益輸入(增益輸出＝增益輸入)。
可以看出，如果增益每次可以變化的量被設置了一個限定值，而且超過這個限定值的增益變化被控制，那么，則按照每次增益變化等于或低于增益變化的限定值的執行多次控制，以便獲得一個需要的增益變化。即，控制多個增益變化量和最后的增益變化量等于或低于限定值。
所以，按照本發明的這一方式進行的增益控制，即使增益輸入發生很大變化，增益的變化也是在一長時間范圍內逐漸發生的，以致于增益輸出的變化可以減小。由此，即使是在多個可變增益放大器中存在一個補償電壓，也有可能抑制突然的過渡電壓的生成。本發明的第二個實施例在第一個實施例中的描述的情形是增益分配電路113把增益控制數據均勻地分配給多個可變增益放大器。如果在增益分配電路113中采取另一種分配方法，也可以大大地抑制過渡電壓的生成。
在本發明的第二個實施例中，增益分配電路112所進行的控制是把不同的增益控制數據提供給多個可變增益放大器。
假定增益變換電路113把作為增益控制數據的增益數據原樣輸出。圖10中所給出的示例是如果Vof1是1mV，VGA1的增益g1從輸入的1倍(即0dB)變為16倍(即24dB)時，g3和g2分別是最大增益24dB時的過渡電壓。生成的過渡電壓的峰值為1mV×(16-1)×16×16＝3840mV。
這是因為增益g3和g2分別是最大增益24dB。為防止這種情況，增益分配電路按如下方式對增益進行分配。
舉例說，如果某個VGAx的增益變化了，那么該VGAx右側的所有VGA的增益被分別設置為最小值。
根據本發明給出的示例，最小增益為0dB。通過如此控制，過渡電壓被限制為1mV×(16-1)×1×1＝15mV。
圖4是表示本發明的第二個實施例中的增益分配電路112的工作情況的流程圖。在本實施例的增益分配電路112所進行的控制中應用了一個算法，該算法的內容是，從靠近輸入的那個可變增益放大器開始，可變增益放大器的增益順次增大，如果增益被減小，那么，從遠離輸入的那個可變增益放大器開始，可變增益放大器的增益順次減小。增益分配電路112進行如此控制，以致使本實施例的可變增益放大器的放大增益的最大值變為可以例如是24dB，增益分配電路的輸入增益數據(增益)被設定為24dB和48dB，各個可變增益放大器依據輸入增益數據的狀態而具有不同的增益。
在步驟s11中，判斷輸入給增益分配電路112的增益是否高于48dB。如果增益高于48dB，那么VGA1、VGA2、和VGA3被分別設置為24dB、24dB和(增益-48dB)，流程步驟操作返回步驟s11。如果步驟s11判斷的結果是該增益等于或低于48dB，則接著在步驟s12中判斷增益是否高于24Db。如果增益高于24dB，那么VGA1、VGA2、和VGA3被分別設置為24dB、(增益-24dB)、和0dB，流程步驟操作返回步驟s11。如果增益低于24dB，那么VGA1、VGA2、和VGA3被分別設置為增益、0dB、和0dB，流程步驟操作返回步驟s11。
如圖4所示的那樣，如果增益被分別作為可變增益放大器的增益控制數據分別分配給VGA1、VGA2和VGA3，且某個VGA被改變，那么，數據的控制就是使得相對于該VGA位于輸出一側的各個VGA的增益分別變為最小增益。
在該實施例中分配給VGA1、VGA2、和VGA3的增益的示例中，增益分配電路實施的控制是基于這樣一個算法如果來自增益變換電路113的增益控制數據或者說增益處于高水平(高于閾值48dB)，離輸入相對近的VGA1和VGA2的增益被提高為24dB，同時VGA3的增益保持為(增益-48dB)以滿足VGA1與VGA2＞VGA3；即，如果該增益是一個中間值(高于閾值24dB，且等于或低于閾值48dB)，那么VGA1、VGA2、和VGA3被設置為滿足VGA1(＝24dB)＞VGA2(＝增益-24dB)＞VGA3(＝0dB)；即，該增益處于低水平(低于24dB)，那么VGA1、VGA2、和VGA3被設置為滿足VGA1(＝增益)＞VGA2(＝0dB)與VGA3(＝0dB)。簡言之，如果該增益將被增大，從靠近輸入的那個可變增益放大器開始的可變增益放大器的增益順次增大。如果增益將被減小，那么從最遠離輸入的那個可變增益放大器開始，可變增益放大器的增益順次減小。本發明的第三個實施例為了更有效地在本發明的增益控制中抑制過渡電壓，第三個實施例是本發明的第一與第二實施例的結合。它結合了通過為增益變化量設定一個上限而進行的增益控制與通過依據增益的增大與減小把不同的增益分配給多個可變增益放大器而進行的分配控制，因而能夠實現以一種復合的方式來抑制過渡電壓的效果。
在該第三實施例中，增益變換電路113的構成方式是使它實現第一實施例中給出的電路113中的最大臺階情況下的操作。增益分配電路112的構成方式是使它象第二實施例中那樣來分配增益控制數據。
在第二實施例中過渡電壓被限制為1mV×(16-1)×1×1＝15mV的同時，過渡電壓在本實施例中被進一步減小為1mV×(16-10(22/20))×1×1＝3.4mV。
當使用流程圖給出描述的同時，通過用功能描述語言如VHDL描述實際功能，可以用硬件實現流程圖的功能。本發明的第四實施例作為本發明的另一個實施例，增益分配電路112的構成可以采用一個ROM，電路的基本構成與前述一樣。
圖5給出了增益分配電路112的構成采用一個ROM的示例。如圖5中所示，來自增益變換電路113的一個增益設定值被設置成一個地址輸入，相應于該地址輸入的各個可變增益放大器的增益被從ROM中讀出并被設置。對ROM寫入數據被預定為以便滿足圖4所給出的算法，使得增益分配電路的工作方式與前述幾個實施例中相同。
權利要求
1.一種增益控制方法，用于保持來自含有串接可變增益放大器(VGA)的基帶放大器的輸出的總放大增益，其采用預定增益限量和預定的時間間隔，其特征在于，它含有以下步驟為所述基帶放大器的所述輸出設定一個預定增益；把所述總放大增益與所述預定增益進行比較；當所述總放大增益比所述預定增益高出所述預定增益限量或更大時，把所述預定增益限量加入所述預定增益，或者當所述總放大增益比所述預定增益低出所述預定增益限量或更大時，從所述預定增益中減去所述預定增益限量；以及重復上一步驟中的所述加法步驟或減法步驟，直至所述總放大增益變成等于所述預定增益。
2.如權利要求1所述的增益控制方法，其特征在于，重復步驟的次數以一個預定數為限。
3.如權利要求1所述的增益控制方法，其特征在于，所述的預定增益以如下方式被分配，當所述總放大增益將要被增大時，所述VGA的增益按照從所述基帶放大器的輸入到輸出的串接順序順次增大，當所述總放大增益將要被減小時，所述的VGA的增益按照從所述基帶放大器的輸出到輸入的串接順序順次減小。
4.一種增益控制方法，用于保持來自含有串接可變增益放大器(VGA)的基帶放大器的輸出的總放大增益，其采用預定增益限量和預定的時間間隔，其特征在于，它含有以下步驟為出自所述基帶放大器的所述輸出設定一個預定增益；把所述總放大增益與所述預定增益進行比較；把所述的預定增益以如下方式進行分配，當所述總放大增益將要被增大時，所述VGA的增益按照從所述基帶放大器的輸入到輸出的串接順序順次增大，當所述總放大增益將要被減小時，所述的VGA的增益按照從所述基帶放大器的輸出到輸入的串接順序順次減小。
5.一個含有串接的可變增益放大器、用于保持總放大增益的基帶放大器，其特征在于，它包括一增益變換電路，其用于為所述基帶放大器的輸出設定一個預定增益；用于把所述總放大增益與所述預定增益進行比較；用于當所述總放大增益比所述預定增益高出預定增益限量或更大時，把所述預定增益限量加入所述預定增益，或者當所述總放大增益比所述預定增益低出所述預定增益限量或更大時，從所述預定增益中減去所述預定增益限量；以及用于重復上面所述加法步驟或減法步驟，直至所述總放大增益變成等于所述預定增益；和把所述增益變換電路的輸出進行分配的增益分配電路。
6.如權利要求5所述的基帶放大器，其特征在于所述增益變換電路的所述輸出被均等地分配給所述VGA。
7.如權利要求5所述的基帶放大器，其特征在于所述的重復步驟的次數以一個預定數為限。
8.如權利要求5所述的基帶放大器，其特征在于所述的增益分配電路把所述的預定增益以如下方式進行分配，當所述總放大增益將要被增大時，所述VGA的增益按照從所述基帶放大器的輸入到輸出的串接順序順次增大，當所述總放大增益將要被減小時，所述的VGA的增益按照從所述基帶放大器的輸出到輸入的串接順序順次減小。
9.一個含有串接的可變增益放大器、用于保持總放大增益的基帶放大器，其特征在于，它包括一增益變換電路，其用于為所述基帶放大器的輸出設定一個預定增益，用于把所述總放大增益與所述預定增益進行比較；以及一個增益分配電路，其用于以下述方式分配所述增益變換電路的輸出，即，當所述總放大增益將要被增大時，所述VGA的增益按照從所述基帶放大器的輸入到輸出的串接順序順次增大，當所述總放大增益將要被減小時，所述的VGA的增益按照從所述基帶放大器的輸出到輸入的串接順序順次減小。
全文摘要
一種控制基帶增益的方法及電路,它對基帶電路中的多個可變增益放大器的增益進行設定從而抑制過渡電壓的生成。增益變換電路提供了每次增益變化量的限定值,當增益輸入數據變化太大,并且執行了超出限定量的增益變化,變化量被分成等于或小于限定值的多個變化量,控制可變增益放大器從而實現所需的增益變化。增益分配電路根據增益變換電路的增益輸出數據對各個可變增益放大器分配增益控制數據。
文檔編號H03G3/10GK1344062SQ01142128
公開日2002年4月10日 申請日期2001年9月13日 優先權日2000年9月13日
發明者市原正貴 申請人:日本電氣株式會社