低失真的數字式功率放大方法及其系統的制作方法

專利名稱：低失真的數字式功率放大方法及其系統的制作方法
技術領域：
本發明涉及一種數字式功率放大系統，特別是涉及一種能消除信號因相位偏移不對稱所產生的相位雜信及系統內部雜信的低失真的數字式功率放大方法及其系統。
一般數字式功率放大器中主要是以一功率切換電路放大輸入信號，而目前的功率切換電路有單邊(Half-bridge)切換電路及雙邊(H-bridge)切換電路兩種，其中的切換是以晶體管作為主要開關元件。若假設一般晶體管是一理想元件時，則輸入該數字式功率放大器的脈沖寬度調整(PWM)信號經過其功率切換電路的開關元件切換后，應該會被不失真地放大，然后再經由一個低通濾波器濾除高頻成分后，應可于該數字式功率放大器的輸出端得到一完整的低頻放大信號。然而，在該電路中并不可能產生這樣的完整信號，這是因為一般數字式功率放大器的供應電源會產生交流聲(ripple)，且做為其開關元件的晶體管并非理想元件，而且當開關元件交替開、關切換以進行信號放大時，其切換時序并不能完全配合，以及負載效應等種種因素，都會在數字式功率放大器中產生雜信，使輸入脈沖寬度調整信號經過數字式功率放大器放大后無法得到一個完整的放大信號，造成了輸出信號的嚴重失真。
因此，為消除上述因素所造成的雜信，以往的一種脈沖邊緣延遲技術被提出。如

圖1所示，其為國際公告號碼WO98/44626，國際申請號PCT/DK/00133號專利所公開的一種數字式功率放大器的電路框圖，數字式功率放大器1主要包括一個修正單元11、一個功率切換單元12及一個誤差處理單元13，其中修正單元11分別與功率切換單元12及誤差處理單元13連接，且修正單元11是供一脈沖調整信號14輸入，并根據誤差處理單元13提供的一個誤差信號15，將脈沖調整信號14的各脈沖邊緣相對延遲，以對應調整每一個脈沖的寬度后，輸出一個修正后的脈沖調整信號16至功率切換單元12，使經由功率切換單元12適當放大后，產生一個輸出信號17，并由功率切換單元12將輸出信號17回授至誤差處理單元13中，經由與輸入信號14進行比較處理后，產生一個新的誤差信號15送至修正單元11中，以調整下一個輸入脈沖調整信號14的脈沖寬度。
因此，以往的數字式功率放大器1使用脈沖邊緣延遲方法，根據回授的誤差信號15，適當調整輸入脈沖調整信號14的各脈沖寬度，即可達到相對抑制數字式功率放大器內部雜信的目的，而得到一個較完整的輸出信號波形。
然而，上述技術雖具有消除數字式功率放大器所造成雜信的功效，但是其在消除該等雜信的過程中，卻也產生了另一相位雜信。
如圖2所示，其表示輸入數字式功率放大器1的脈沖調整信號14的波形與經過修正單元11調整脈沖寬度后輸出的修正信號16的波形，由圖中可以看到，修正信號16的每一個脈沖中心位置與輸入信號14的每一個相對脈沖中心位置之間的距離(相位差Δ1、Δ2及Δ3)各不相同，而此等不相同的相位差將會在輸出信號17中造成相位雜信，使得輸出信號17經由頻譜展開后，會出現不必要的諧波雜信，造成輸出信號失真。
本發明的主要目的在于提供一種低失真的數字式功率放大方法及其系統，以達到消除相位雜信及系統內部雜信等作用。
本發明的另一目的在于提供一種低失真的數字式功率放大方法及其系統，使該數字式功率放大系統可輸出更完整的放大信號。
為達到上述目的，本發明采取如下技術措施本發明的低失真的數字式功率放大方法，包括下列步驟提供一比較信號，根據該比較信號及一由一功率切換級輸出的回授信號，產生一控制信號；根據該控制信號，對應調整輸入的脈沖寬度調整信號的每一個脈沖的寬度及相位，以產生一個輸入功率切換級的修正信號，使修正信號的每一個脈沖的中心位置與輸入的脈沖寬度調整信號的各相對脈沖的中心位置之間產生一個預期的相位差。
本發明的一種低失真的數字式功率放大系統，包括一個調整單元、一個處理單元、一個功率切換單元及一個修正單元；調整單元用于將一個輸入信號轉換成一個脈沖寬度調整信號，并產生一個比較信號；處理單元分別與調整單元、功率切換單元及修正單元連接，以根據調整單元輸出的比較信號及功率切換單元輸出的回授信號，產生一個控制信號，輸入修正單元；修正單元供調整單元的脈沖寬度調整信號輸入，并根據處理單元輸入的控制信號，對應調整脈沖寬度調整信號的每一個脈沖的寬度及相位，以產生一個修正信號，并輸入功率切換單元，使修正信號的每一個脈沖的中心位置與脈沖寬度調整信號的各相對脈沖的中心位置之間具有一個預期的相位差。
下面通過實施例及附圖對本發明進行詳細說明，附圖中圖1以往一種數字式功率放大器的電路框圖。
圖2顯示輸入脈沖信號與經由以往數字式功率放大器以脈沖邊緣延遲技術調整后輸出的脈沖信號的波形比較示意圖。
圖3本發明低失真的數字式功率放大方法的簡要流程示意圖。
圖4本發明低失真的數字式功率放大系統的一實施例的電路框圖。
圖5圖4電路框圖中的調整單元產生脈沖寬度調整信號的過程示意圖。
圖6圖4的電路框圖中處理單元的低通濾波器及取樣保持電路的一等效電路框圖。
圖7圖4的電路框圖中修正單元的內部電路示意圖。
圖8圖4的電路框圖中修正單元進行脈沖寬度及相位調整時的脈沖寬度調整信號的波形示意圖。
圖9本發明中修正單元32調整脈沖寬度調整信號的相位及寬度的動作原理示意圖。
圖10圖4的電路框圖中功率切換單元的內部電路示意圖。
圖11對應圖4中的電路框圖所得出的一個等效低頻線性模組的示意圖。
圖12本發明的一種推導Kc值的例子中的波形示意圖。
圖13本發明低失真的數字式功率放大系統的另一實施例的電路框圖。
圖14對應圖13中的電路框圖所得出的另一等效低頻線性模組的示意圖。
圖15本發明低失真的數字式功率放大系統針對溫度變化補償電路的舉例說明圖示。
圖16本發明中當控制信號38與脈沖寬度調整信號的時鐘同步時所產生不理想情況的一個例子中相應的各信號波形示意圖。
圖17本發明中當控制信號38的脈沖相對向右延遲一適當距離時，即可解決圖16中不理想情況的示意圖。
首先，請參閱圖3及圖10，其表示本發明一實施例低失真的數字式功率放大方法的概要流程示意圖及數字式功率放大器中的一功率切換級33的內部電路示意圖，為消除以往的脈沖邊緣延遲技術因為相位偏移不一致所造成的相位雜信，本方法是針對一個脈沖寬度調整信號的每一脈沖進行適當的相位及寬度調整，使經由數字式功率放大器的功率切換級33進行放大后，可獲得一個低失真的輸出信號；請參閱圖3，該方法包括下列步驟首先，提供一個比較信號36，并根據比較信號36及一個由數字式功率放大器的功率切換級33輸出的回授信號37，產生一個控制信號38；接著，根據控制信號38，對應調整輸入數字式功率放大器的脈沖寬度調整信號30的每一個脈沖的寬度及相位，以產生一個輸入功率切換級33的修正信號39，使修正信號39的每一個脈沖的中心位置與輸入的脈沖寬度調整信號30的各相對脈沖的中心位置之間具有預期的相位差。
其中，在本實施例中，該脈沖寬度調整信號30分成左及右(CH_R及CH_L)兩道信號，且輸入功率切換級33的修正信號39分成R_u、R_d、L_u及L_d四道信號，則由功率切換級33輸出的回授信號37，如圖10所示，實際上是為該修正信號39(即R_u、R_d、L_u及L_d四道信號)經過功率切換級33放大后的放大信號51、52、53及54相減，即52與54(或者51與53)相減所得的差值，再除以一個比例常數K所得出。而比較信號36，如圖3所示，則根據系統設計的不同需求，可為該脈沖寬度調整信號30的CH_R及CH_L兩道信號相減后所得的差值信號，或者修正信號39的R_u及L_u(或R_d及L_d)相減后所得的差值信號。則該控制信號38可由比較信號36與回授信號37相減而獲得，但因為經過功率切換級33放大后的回授信號37內含有復雜的雜信，故由比較信號36與回授信號37相減所得的差值信號，實際上為一個內含許多雜信的寬頻模擬信號，因此，必須將該差值信號經過一個處理程序，使經由低通濾波及取樣保持步驟后，得到只包含有低頻成分的控制信號38，且控制信號38可相對于輸入的脈沖寬度調整信號30的每一個脈沖，產生一個相對位移量Δn(n為脈沖數1，2，3…)。此外，在本實施例中，提供有一個參考信號，其可產生一個相對的參考位移量Δmax，因此，本發明根據控制信號38，將脈沖寬度調整信號30的每一個脈沖相對位移一個Δmax-Δn/2距離(n＝脈沖數1，2，3…)，接著再將每一個脈沖對應調整一個Δn(n＝脈沖數1，2，3…)寬度，則會使得因此而產生的修正信號39的每一個脈沖的中心位置與輸入的脈沖寬度調整信號30的每一個相對脈沖的中心位置之間相差一個預期的相位差，且該預期的相位差在不受系統其他雜信干擾及實現時的誤差的情況下，相當于Δmax，因為
Δmax-Δn/2+Δn/2＝Δmax所以，由上式可以得知，雖然輸入的脈沖寬度調整信號30的每一個脈沖所欲調整的Δn(n＝1，2，3…)值皆不相同，但其每一個脈沖經過位移Δmax-Δn/2及寬度調整Δn之后，則會使產生的修正信號39相對于脈沖寬度調整信號30的相位差幾乎相同(即相當于Δmax)，而使得輸出信號50的每一個脈沖相對于輸入信號(脈沖寬度調整信號30)的每一個脈沖相差一個相當于Δmax的相位差，且此一Δmax相位差并不影響系統的信號雜信比，因此，不但于抑制數字式功率放大器內部雜信的同時，亦一并消除了可能產生的相位雜信，使輸出信號50的失真降至最低。
此外，在此值得注意的是，本發明對于脈沖寬度調整信號30的位移及寬度調整順序是可以對調的，亦即，可以先對脈沖寬度調整信號30的每一脈沖先做寬度調整后，再調整其位移距離，而其所得到的相位雜信抑制效果和上述先調整位移，再調整寬度的方法是相同的。
另外，本實施例中所提供的參考信號，是根據系統所欲調整脈沖的最大位移距離而設定，其可能是所調整的脈沖中的最大位移距離的相對信號，或者是一個可產生大于該最大位移距離的參考距離的參考信號。
以下將針對實現上述方法的一個低失真數字式功率放大系統做詳細描述。
首先，如圖4所示，其為本發明低失真數字式功率放大系統的一實施例的電路框圖，在本實施例中，是以雙邊結構的低失真數字式功率放大系統3為例加以說明，系統3主要包括有一個調整單元31、一個修正單元32、一個功率切換單元33及一個處理單元34；其中調整單元31與修正單元32連接，用以將一個輸入信號(可能是模擬信號或數字信號)轉換成一個脈沖寬度調整信號30后，輸入修正單元32中；且在本實施例中，調整單元31將脈沖寬度調整信號30分成左及右(CH_R及CH_L)兩道信號輸出，而其調整方法如圖5所示，是將一個脈沖編碼調整信號300，分成一正(脈沖編碼調整信號300)一反(即脈沖編碼調整信號300乘以-1)兩道信號，然后分別與一三角波比較調整后，即可得出CH_R及CH_L兩不同的脈沖寬度調整信號30分別輸入修正單元32中。
處理單元34，分別與上述調整單元31、功率切換單元33及修正單元連接，其包括有兩個減法器341、342、一低通濾波器343及一個取樣保持電路344；其中，減法器341取得調整單元31輸出的兩道脈沖調整信號CH_R及CH_L進行相減，得出一個比較信號36，第二減法器342供比較信號36及一個由功率切換單元33輸出的一個回授信號37進行相減，以得出一個誤差信號35，但因為回授信號37是經過功率切換單元33放大后的差值信號，其內含有復雜的雜信，故由比較信號36與回授信號37相減所得的誤差信號35，實際上是為一個內含許多雜信的寬頻模擬信號，因此，需將誤差信號35送入低通濾波器343濾除高頻信號后，再經過取樣保持電路344產生對應的控制脈沖，即得到一個具有低頻成分的控制信號38，并送入上述修正單元32中。
此外，在此值得一提的是，當此數字放大系統是針對較低頻信號進行放大，而須用到低頻信號時，則低通濾波器343必須具有極低的截止頻率，以濾除高頻信號，只留下較低頻信號(例如音頻，則需約22kHz左右)，且因為若低通濾波器的頻寬很寬時，其取樣頻率就必須要很高，否則會產生混淆(alias)頻率，但是在實作上，具有較低截止頻率的低通濾波器343的設計成本卻又偏高。因此，為降低設計低通濾波器的成本，本實施例中，處理單元34的低通濾波器343及取樣保持電路344可由一個具有較高截止頻率的低通濾波器343’串連一個超取樣電路345及一個分樣器(decimator)346所取代，如圖6所示，而形成一個具有一個極低截止頻率的等效低通濾波器電路，其作法是將輸入低通濾波器343’的誤差信號35濾除一部分高頻成分后，送入超取樣電路345中，以例如，M倍取樣速度對誤差信號35進行取樣后，再經過一個分樣器346以1/M倍(M＝1，2，3…正整數)對誤差信號35進行取樣，即可得到具有低頻成分的控制信號38，同時，因為超取樣電路345為一個離散信號處理器，其具有補償整體頻率響應的效果，亦可用來控制系統所需要的頻譜響應。
如圖4所示，修正單元32是根據處理單元34輸入的控制信號38，對應調整輸入的脈沖寬度調整信號30的每一個脈沖的寬度及相位，以產生一個修正信號39，以輸入功率切換單元33中。如圖7所示，其為修正單元32的內部結構示意圖，修正單元32主要包括兩個分別供脈沖寬度調整信號CH_R及CH_L輸入的相移電路321、兩對應串接于二相移電路321的脈沖寬度調整電路322及一個提供參考信號55的參考信號產生器324，且其提供的參考信號可相對產生一個參考修正量Δmax。其中，當前述控制信號38輸入時，因其信號有正有負，故會先經過一個比較電路323將控制信號38轉成正值后，乘以一個與系統的修正系數Kc相關的增益值(例如3000)，再與一個基本量(2e-9)相乘后產生一個適當放大的調整信號38’，且調整信號38’可相對于輸入的脈沖寬度調整信號30(CH-R及CH-L)的每一個脈沖產生一個相對修正量Δn(n＝脈沖數1，2，3..)。然后，調整信號38’分成兩路，一路經由一個乘法器325乘以1/2后，輸入一個減法器326中與參考信號55進行相減，而得到一個相移控制信號，即為參考信號55-(調整信號38’)/2，并借以相對脈沖調整信號30的每一脈沖產生一相對位移量Δmax-1/2Δn(n＝脈沖數1，2，3…)，則如圖8所示，會使輸入修正單元32的脈沖調整信號30的每一個脈沖(n＝1，2，3…)分別對應位移Δmax-1/2Δn(n＝1，2，3…)，而得到如圖8中所示的第二個波形；同時，調整信號38’由另一路徑輸入脈沖寬度調整電路322中，使由相移電路321輸出的脈沖寬度調整信號30’的每一脈沖(n＝1，2，3…)的寬度被相對調整一修正量Δn(n＝1，2，3…)，則得到如圖8中所示的第三個波形(即修正信號39)。
為更進一步詳細說明上述相移及寬度調整的動作原理，如圖9所示，假設，圖中(a)是在周期Ts內輸入修正單元32的一個脈沖寬度調整信號，則如圖(b)所示，一個斜波產生器即會根據脈沖寬度調整信號的上升緣及下降緣，分別產生角度大小相同的一上升斜波，借此，如圖(b)及圖(c)所示，當輸入修正單元32的控制信號為零時，則使上升斜波對應產生一Δmax相移量，使該脈沖寬度調整信號僅向后移動一Δmax的位移量；而如圖(b)及圖(d)所示，當輸入修正單元32的控制信號為一正值時，則使上升斜波對應產生一Δ1相移量，而使該脈沖寬度調整信號向后延遲Δmax-Δ1相移量，并同時使其前后緣向外拉開Δ1的寬度；反之，如圖(b)及圖(e)所示，當輸入修正單元32的控制信號為一負值時，則使上升斜波對應產生一Δ2相移量，而使該脈沖寬度調整信號向后延遲Δmax-Δ2相移量，并同時使其前后緣向內縮入Δ2的寬度，這樣，即完成了脈沖寬度調整信號的位移及寬度調整。
所以，由圖8中可以看出，輸入的脈沖調整信號30經過修正單元32的相移電路321及寬度調整電路322，根據控制信號38適當調整其脈沖的相位及寬度后，在不受到系統其他雜信干擾的情況之下，所產生的修正信號39的每一個脈沖的中心位置與脈沖寬度調整信號30的每一相對脈沖的中心位置之間具有一個相當于Δmax的預期相位差，且該預期相位差(Δmax)在不考慮系統即時修正的因素時，并不會影響系統的信號雜信比。
功率切換單元33，用于對修正信號39進行放大，以產生一個輸出信號50推動負載331，并產生輸入處理單元34的回授信號37。
如圖10所示，其為功率切換單元33的內部電路示意圖，在本實施例中，由修正單元32輸出的修正信號39分成R_u、R_d、L_u及L_d四道信號分別輸入功率切換單元33，而分別經由切換元件332、333、334、335適當放大后，分別輸出一個放大信號(51、52、53、及54)，并經由兩組差動電路336、337配合一個低通濾波器338進行差動低通濾波后，產生一個輸出信號50推動一負載331，而回授信號37為放大信號52與54相減后，除以一個比例常數K(適當降低放大信號的電壓值)所得到的差值信號。
故，借由將回授信號37輸入處理單元34中，使與輸入端的比較信號36相減并產生一個控制信號38，并回授至修正單元32中，調整輸入的脈沖寬度調整信號30的脈沖相位及寬度，使產生的修正信號39輸入功率切換單元33進行信號放大后，可使輸出信號50的失真降至最低。因此，經由上述脈沖相位及寬度調整，確實可消除輸入信號30因相移所可能產生的相位雜信及系統內部所產生的雜信，使數字式功率放大系統3能輸出高傳真的放大信號。因此，根據上述低失真數字式功率大系統3，可得到如圖11所示的一個低頻等效線性模組，其中x為輸入系統3的修正單元32中的脈沖寬度調整信號的低頻成分信號；n1為數字式功率放大系統3的內部元件不匹配、非理想、近似假設及相位不對稱和非即時性等因素所產生的雜信；n2為數字式功率放大系統3的功率切換單元33為非線性、非理想、負載效應以及供應電源上的波動和非即時性等因素等所造成的雜信；y為功率切換單元33輸出的放大信號；且令 x’＝xe-jwΔ/2Kc’＝Kc e-jwΔ/2又Kp x’+{H(w)Kcx’-[yH(w)Kc’]/K}Kp+z＝y其中 z＝n1Kp+n2則由該等效模組可以求得STF＝y/x|w＝0＝[Kp+H(w)KcKp]e(-jWΔ/2)/[1+H(w)Kc’Kp/K]NTF＝y/w|x＝0＝1/[1+H(w)Kc’Kp/K]其中
Δ/2是每一Ts周期內修正信號的中心位置和輸入脈沖寬度調整信號的中心位置的時間差；Kc為系統3借以調整脈沖寬度調整信號的脈沖寬度時的一重要參考系數，其為修正信號39減脈沖寬度調整信號30，再除以控制信號38后所得到的一修正系數，而Kc值的推導則如圖12所示的例子，其中，假設圖(A)是經過處理單元34以每秒取樣一次后輸出的控制信號38，且若只考慮其低頻成分(例如音頻約22kHz)，則控制信號38可等效于圖(B)所繪的波形，并可求得該波形的復利葉表示式為[a·ejθ1+a·e-jθ1]τ1·[sin(πfτ1)/πfτ1]＝(a+b)τ1·[sin(πfτ1)/πfτ1]………………..(1)而修正信號39減經過Δ/2位移后的脈沖寬度調整信號30的結果，例如圖(C)所示的波形，則可由該波形求得其復利葉表示式為4C·τ2[sin(πfτ2)/πfτ2]……………………….(2)則由上式(1)(2)可求得Kc＝{4C·τ2[sin(πfτ2)/πfτ2]}/{(a+b)τ1·[sin(πfτ1)/πfτ1]}(因τ2正比于a，且當f屬于低頻時，Kc為一常數值。)Kp為功率切換單元33的放大增益；及K為功率切換單元33中的一比例(scale)常數；該STF為信號轉換函數，STF越高，表示數字式功率放大系統3輸出的放大信號則越大；該NTF為雜信轉換函數，NTF越低，則表示數字式功率放大器抑制雜信能力越佳；該H(w)是處理單元34的總體轉換函數；因此，由上面STF及NTF式子可以得知，當K值增加時，系統的STF跟著增大，但是NTF也會隨之增加，所以要降低系統的NTF可從增加H(w)Kc’Kp的值或降低n1著手。
如圖13所示，其為本發明低失真數字式功率放大系統的另一實施例，數字式功率放大系統4包括一個調整單元41、一個修正單元42、一個功率切換單元43及一個處理單元44；且該等單元間的連接關系與內部電路構造與上述實施例相同，故于此不再贅述。而本實施例與上述實施例不同之處主要在于比較信號36是由修正單元42所產生，且在本實施例中，修正單元42輸出的修正信號39亦分成R_u、R_d、L_u及L_d四道信號，而比較信號36由R_u與L_u(或者)R_d與L_d相減所得；因此，由此數字式功率放大系統4，亦可以得到如圖14所示的另一等效低頻線性模組，其中y＝n2+μKp又μ＝n1+x e-jwΔ/2+[μ-y/K]H(w)Kc e-jwΔ/2且令 x’＝x e-jwΔ/2Kc’＝Kc e-jwΔ/2則可求得該模組的STF＝y/x’|n1及n2＝0＝Kp/[1-H(w)Kc’+Kp H(w)Kc’/K]N2TF＝y/n2|x’及n1＝0＝[1-H(w)Kc’]/[1-H(w)Kc’+KpH(w)Kc’/K]N1TF＝y/n1|x’及n2＝0＝Kp/[1-H(w)Kc’+Kp H(w)Kc’/K]其中，Kc、Kp、K、STF及NTF的定義與上述模組相同，需進一步加以說明的是，上述兩種回授模式，其K值的設定和Kp值有關，所以大略估算Kp值是需要的，其一般可借由估算供應電源的直流電壓值而得出Kp的大略值。
另外，值得注意的一點是，由于修正單元32或42的相移電路321及寬度延遲電路322中，是以控制信號38控制一個延遲電路，使產生時間延遲線(delay line)，再以該延遲線去對脈沖做相移及寬度調整；但因該延遲電路一般會受溫度變化影響，使得其對應控制信號38所產生的延遲線的延遲時間會隨著溫度變化而漂移，使延遲時間不穩定而造成系統輸出失真，并且影響到系統的Kc值。因此，為改善此一問題，可以在修正單元32或42中設置一個溫度變化補償電路，使用一個具極高振蕩頻率的振蕩器對控制信號38在不同溫度下所對應產生的延遲(delay)值所產生的脈沖(如圖7中的脈沖寬度調整電路322的與門輸出)進行取樣，以測得此一脈沖寬度，并經數字/模擬轉換后，得到控制信號38在不同溫度下的延遲線斜率及基本延遲值C(即控制信號38為0時的初始延遲值)，例如圖15所示，分別輸入A、B兩控制信號，則可從延遲線的寬度測量并經數字/模擬轉換后，得到對應的寬度值d1及d2，即可算出其延遲線斜率及C值，然后再以不同溫度下求得的延遲線斜率及基本延遲值C與系統內部設定的一個參考斜率及C值比較后所得的差值去補償延遲線的變化，即可使延遲線受溫度影響的程度降低。又一般延遲線實現的方法中，其C值可為零或者不為零，當其C值不為零時，則須做相對的補償。
再者，在此需提出討論的一點是，請參照圖16，當控制信號38與脈沖調整信號30的時脈同步時，若脈沖寬度調整信號的前一脈沖301受控制信號38的控制脈沖381調整，使得該位移后的脈沖寬度超出其周期(Ts)范圍而延伸至下一個脈沖302的周期(Ts)內時，就會受到下一個控制脈沖382的調整，而產生了錯誤的修正信號。因此為解決此一不理想情況，可使脈沖寬度調整信號30的時鐘稍微向右延遲，使控制信號38的脈沖相對向右延遲，如圖17所示，則可使受控制信號38調整后的修正信號39的每一個脈沖皆位于其周期Ts范圍內，并增加可修正的范圍，且控制信號38可向右延遲的最大距離為該脈沖寬度調整信號的調整系數(modulation index)的二分之一，例如，圖17中的例子，脈沖301的調整系數為1/2，表示其脈沖寬度占整個周期Ts的1/2，則控制信號38可向右延遲的最大距離即為周期Ts的1/4，亦即圖中的δ值，這樣，則可保證經控制信號38調整后的修正信號39的每一個脈沖皆位于其周期Ts范圍內。因此，當上述控制信號38往右延遲δ距離時，如圖11及圖14中所示的線性模組中的Kc·e-jwΔ/2項，因為Kc值設為常數，因此須對應改成Kc·e-jw[(Δ+δ)/2]，其相當于使控制信號Vc往右位移一δ距離。
而且，在此值得一提的是，本發明不但可以應用在上述實施例以H-bridge結構的數字式功率放大系統3及4中，其亦可適用于half-bridge結構的單邊數字式功率放系統中，而其與H-bridge不同的地方主要在于其調整單元所調整輸出的脈沖寬度調整信號為單道(即不分成CH_R及CH_L兩道信號)，故其修正單元只需要一個相移電路及一個脈沖寬度調整電路，而修正單元產生的修正信號則只分成兩道信號輸入其功率切換單元中，故其功率切換單元的開關(切換)元件亦只需設單邊即可。而且前述兩種線性模組亦可適用于此half-bridge結構的數字式功率放大器，且其Kc值亦可由前述說明同理推得。
與現有技術相比，本發明具有如下效果綜上所述，本發明低失真的數字式功率放大方法及低失真的數字式功率放大系統，借由回授至修正單元32的控制信號38，適當調整輸入的脈沖寬度調整信號的各脈沖的相位及寬度，可確實達到抑制系統雜信及消除因相位移不平均所產生的相位雜信等作用。
權利要求
1.一種低失真的數字式功率放大方法，其特征在于包括下列步驟提供一比較信號，根據該比較信號及一由一功率切換級輸出的回授信號，產生一控制信號；根據該控制信號，對應調整輸入的脈沖寬度調整信號的每一個脈沖的寬度及相位，以產生一個輸入功率切換級的修正信號，使修正信號的每一個脈沖的中心位置與輸入的脈沖寬度調整信號的各相對脈沖的中心位置之間產生一個預期的相位差。
2.如權利要求1所述的方法，其特征在于所述方法中提供有一個參考信號，可產生一個參考修正量Δmax，且根據所述控制信號，可相對脈沖寬度調整信號的每一個脈沖產生一個相對的修正量Δn，以將脈沖寬度調整信號的每一個脈沖位移Δmax-Δn/2距離，并將每一個脈沖寬度調整一個Δn寬度后，所產生的修正信號的每一個脈沖中心位置與脈沖寬度調整信號的各相對脈沖中心位置間具有一個預期的相位差，且預期的相位差相當于參考修正量Δmax。
3.如權利要求1所述的方法，其特征在于所述比較信號為輸入的所述脈沖寬度調整信號。
4.如權利要求1所述的方法，其特征在于所述比較信號為所述修正信號。
5.如權利要求1所述的方法，其特征在于所述脈沖寬度調整信號分成CH-R及CH-L兩個信號，所述比較信號由CH-R信號及CH-L信號相減而得。
6.如權利要求1所述的方法，其特征在于所述修正信號分成R-u、R-d、L-u、L-d四個信號，所述比較信號為R-u信號與L-u信號或R-d信號與L-d信號之一相減而得。
7.一種低失真的數字式功率放大系統，其特征在于包括一個調整單元、一個處理單元、一個功率切換單元及一個修正單元；調整單元用于將一個輸入信號轉換成一個脈沖寬度調整信號，并產生一個比較信號；處理單元分別與調整單元、功率切換單元及修正單元連接，以根據調整單元輸出的比較信號及功率切換單元輸出的回授信號，產生一個控制信號，輸入修正單元；修正單元供調整單元的脈沖寬度調整信號輸入，并根據處理單元輸入的控制信號，對應調整脈沖寬度調整信號的每一個脈沖的寬度及相位，以產生一個修正信號，并輸入功率切換單元，使修正信號的每一個脈沖的中心位置與脈沖寬度調整信號的各相對脈沖的中心位置之間具有一個預期的相位差。
8.一種低失真的數字式功率放大系統，其特征在于所述系統包括一個調整單元、一個修正單元、一個功率切換單元及一個處理單元，其中調整單元將一個輸入信號轉換成一個脈沖寬度調整信號；處理單元分別與修正單元及功率切換單元連接，以根據修正單元輸出的一個比較信號及功率切換單元輸出的回授信號，產生一個控制信號，并輸入修正單元；修正單元分別與調整單元及功率切換單元連接，以供脈沖寬度調整信號輸入，并根據處理單元輸入的控制信號，對應調整脈沖寬度調整信號的每一個脈沖的寬度及相位，以產生一個輸入功率切換單元的修正信號，使修正信號的每一個脈沖的中心位置與脈沖寬度調整信號的各相對脈沖的中心位置之間具有一個預期的相位差。
9.如權利要求7或8所述低失真的數字式功率放大系統，其特征在于所述修正單元提供有一個參考信號，參考信號可相對產生一個參考修正量Δmax，所述控制信號可相對所述脈沖寬度調整信號的每一個脈沖產生一個相對的修正量Δn，使所述脈沖寬度調整信號的每一個脈沖位移Δmax-Δn/2距離，將每一個脈沖寬度調整一Δn寬度，所產生的修正信號的每一個脈沖中心位置與所述脈沖寬度調整信號的各相對脈沖中心位置之間具有一個預期的相位差，且該預期的相位差相當于所述參考修正量Δmax。
10.如權利要求7所述低失真的數字式功率放大系統，其特征在于所述比較信號為所述脈沖寬度調整信號。
11.如權利要求7所述低失真的數字式功率放大系統，其特征在于所述脈沖寬度調整信號分成CH-R及CH-L兩個信號，且所述處理單元包括一個第一減法器、一個第二減法器、一個低通濾波器及一個取樣保持電路，所述第一減法器供CH-R及CH-L信號輸入并進行相減處理，以求得所述比較信號；第二減法器供所述比較信號及功率切換單元的回授信號輸入并進行相減處理，以獲得一個誤差信號，誤差信號經由低通濾波器及取樣保電路進行處理后，即求得所述控制信號。
12.如權利要求8所述低失真的數字式功率放大系統，其特征在于所述比較信號為所述修正信號。
13.如權利要求8所述低失真的數字式功率放大系統，其特征在于所述修正信號分成R-u、R-d、L-u、L-d四個信號，所述處理單元包括一個第一減法器、一個第二減法器、一個低通濾波器及一個取樣保持電路；第一減法器供R-u信號與L-u信號或R-d與L-d信號之一進行相減，以求得所述比較信號；第二減法器供所述比較信號及功率切換單元的回授信號進行相減，以得一個誤差信號，誤差信號經由所述低通濾波器及取樣保持電路進行處理，即求得所述控制信號。
14.如權利要求7或8所述低失真的數字式功率放大系統，其特征在于所述處理單元包括一個第一減法器、一個第二減法器、一個低通濾波器及一個取樣保持電路，所述控制信號為所述比較信號及回授信號經過第二減法器相減后所產生的一個差值信號經由低通濾波器及取樣保持電路處理后所產生的一個信號。
15.如權利要求14所述低失真的數字式功率放大系統，其特征在于所述低通濾波器及取樣保持電路由一個具有較高截止頻率的低通濾波器搭配一個超取樣電路及一個分樣器組成。
16.如權利要求7或8所述低失真的數字式功率放大系統，其特征在于所述修正單元內還設有一個溫度補償電路，因應不同溫度變化，對應補償修正單元內部因溫度變化而產生不穩定的時間延遲。
全文摘要
一種低失真的數字式功率放大方法及其系統,本方法包括下列步驟:根據一比較信號及由一功率切換級輸出的回授信號,產生一控制信號;根據控制信號對應脈沖寬度調整信號的每一脈沖的寬度及相位,產生一輸入功率切換級的修正信號,修正信號與脈沖寬度調整信號的各相對脈沖的中心位置之間產生一預期相位差。本系統包括一處理單元及分別與其連接的一調整單元、一功率切換單元及一修正單元;處理單元及修正單元分別用于產生控制信號及修正信號。本發明可降低系統的失真。
文檔編號H03F3/20GK1377131SQ0111004
公開日2002年10月30日 申請日期2001年3月26日 優先權日2001年3月26日
發明者鄭銘福 申請人:旭宏通訊股份有限公司