專利名稱：：無線電信系統的自適應最大經驗概率信道解碼裝置和方法
背景技術：
：本發明一般涉及在無線電信系統中的信道解碼裝置和方法，尤其涉及MAP(MaximumAposterioriProbability，最大經驗概率)信道解碼裝置和方法。在無線電信系統(例如衛星系統、WCDMA、UMTS以及CDMA2000)中，可使用多種信道代碼進行可靠的通信。本發明涉及一種turbo代碼解碼裝置和方法，它利用遞歸系統卷積代碼在不好的信道環境中進行數據發送。Turbo代碼解碼是通過MAP或SOVA(軟輸出維特比算法，SoftOutputViterbiAlgorithm)方法來實現的。前一種方法在比特差錯率(biterrorrate,BER)方面展現出最佳性能。在理想的接收器中，MAP信道解碼器的性能比SOVA信道解碼器的性能要高出大約0.6-0.7dB。為了實現用于MAP或SOVAturbo解碼的接收器的理想運算(operation)，下列條件必須得到滿足(1)接收器正確估算當前的信道狀態；以及(2)接收器使用足夠數量的比特來用于內部運算。同時，接收器也要使輸入信號經過RF(RadioFrequency，射頻)處理、向下轉換(down-conversion)、ADC(analog-to-digitalconversion，模數轉換)以及信號解調。一般來說，在信道環境中的噪聲功率估算在MAP運算之前執行。因此，MAP解碼器通過信道估算器來接收所估算的噪聲功率，而噪聲功率決定其解碼性能。在MAP算法中，有許多種度量值(metrics)被用作主要變量。在下文中描述了實現MAP算法所必需的公式。分路度量值(branchmetric,BM)是通過下式來計算的，Dki(m)=(La(dk)+Lc·xk)·i+LC·yk·Yli(m)……(1)其中，La(dk)是從MAP信道解碼器的反饋環路中獲得的外部信息，Lc是信道可靠性，可表示為2/σ2(σ2是信道估算器所估算的噪聲功率)，xk是系統碼，yk是奇偶校驗碼，i是期望的系統碼，Yli(m)是期望的奇偶校驗碼。前向狀態度量值(forwardstatemetric,FSM),Alpha(α)為Aki(m)=Dki(m)+Ej=01(Ak-1i(Sbj(m)))---(2)]]>其中，Sbj(m)表示當信息位為j，當前狀態設定為m時的后向改變狀態。E函數定義為xEy=min(x,y)-log(1+e-|x-y|)在MAP算法中，x和y可以是公式(4)和(2)中的諸如Beta(β)和Alpha這樣的度量值。反向狀態度量值(reversestatemetric,RSM),Beta為BKi(m)=Ej=01(BK+1i(Sbi(m))+DK+1j(Sfj(m)))--(4)]]>其中，Sfj(m)表示當信息位是在當前編碼狀態為m時輸入的前向變化的狀態。如果信息位在MAP的時間為k時為dk，則對數可能性比率(loglikelihoodratio,LLR)為L(dk)=Em=0NS-1Ak0(m)+Bk0(m)Em=0NS-1Ak1(m)+Bk1(m)--(5)]]>其中L(dk)是當信息位在MAP的時間為k時的LLR，并且ENS-1m=0表示運算過程是根據NSE函數來執行的。正如以上的描述，MAP解碼器根據接收碼計算BM，然后計算上述公式中的RSM。MAP解碼器在計算FSM的同時，還要計算作為解碼軟輸出LLR。從公式1得知，MAP信道解碼器需要Lc來計算BM。也就是說，MAP信道解碼器僅當它發現信道環境的噪聲功率后才會計算BM。因此，按照通常的MAP算法，MAP信道解碼器的解碼性能很容易受到信道估算器的運算的影響。如果信道解碼器的執行是用于turbo解碼，最好，無論當前信道狀態如何，信道解碼器始終在實時移動通信信道中穩定操作。具體講，輸入信號相應于信道狀態中的變化比如衰減而乘以一比例因子，并且對于接收器來說，要得到關于當前信道狀態的精確比例因子也是不容易的。然而，精確的比例因子必須反映為能夠獲得對信道狀態的精確估算。也就是說，除非比例因子是準確計算的，否則當信道可靠性Lc降低時，MAP算法的解碼性能也會降低。接收器利用有限的比特對輸入的模擬信號進行量化。因此，強度比預定水平大的輸入信號被切去。輸入信號的動態范圍嚴重影響信道解碼器的性能，特別是在功率控制方面。本發明的總結因此，本發明的一個目的是提供一種在預定的移動通信信道環境中的穩定的MAP信道解碼裝置以及方法。本發明的另一個目的是提供一種在移動通信系統的實時信道環境中穩定地對數據解碼的裝置和方法。本發明還有一個目的是提供一種MAP信道解碼裝置和方法，其中，無論移動通信系統的信道環境中的信道噪聲功率為多大，解碼都能被穩定地執行。本發明還有一個目的是提供一種穩定的MAP信道解碼裝置和方法，其中，如果當前信道狀態為靜態信道狀態，則利用第一E函數來完成MAP信道解碼，該第一E函數包括對數(log)函數，而如果當前信道狀態為時變信道狀態，則利用第二E函數來完成MAP信道解碼，該第二E函數不包括對數函數，用來確保在實時移動通信信道環境中有最佳的解碼性能。簡要地說，在移動通信系統中，通過提供自適應MAP信道解碼裝置和方法可實現本發明的這些和其它目的。在自適應MAP信道解碼裝置中，信道估算器計算信道噪聲功率和比例因子，控制器通過檢驗累積的信道噪聲功率和比例因子來決定操作模式，并且，MAP信道解碼器在靜態信道模式(好的信道狀態)下利用包括對數函數的E函數來執行MAP解碼運算，而在時變信道模式(不好的信道狀態)下利用不包括對數函數的E函數來執行MAP解碼運算。按照本發明的另一個方面，在自適應MAP信道解碼方法中，當前信道狀態被首先估算。接著，如果當前信道狀態為靜態，則執行包括對數函數的E函數，如果當前狀態為時變狀態，則執行不包括對數函數的E函數。附圖的簡單描述從下列結合附圖所進行的詳細描述中，本發明的以上或其它目的、特征和優點會更加明白，附圖中圖1是描述按照本發明的一個實施例的新的E函數的意義的曲線圖2是描述實時實現的MAPturbo解碼器、子MAPturbo解碼器、仿真MAPturbo解碼器和子MAPturbo解碼器之間的性能對比曲線圖；圖3是描述按照本發明的實施例，在實時實現的子MAPturbo解碼器和實時MAPturbo解碼器之間的對應于Eb/No的各種比例因子的性能對比曲線圖；圖4是描述按照本發明的實施例，取決于信道狀態的自適應MAP遞歸解碼裝置的方框圖；圖5A是描述按照本發明的實施例，通過參考查找表(look-uptable)來實現一對數函數的過程的曲線圖；圖5B是描述按照本發明的實施例，用于實現一對數函數所參考的查找表；以及圖6是描述按照本發明的實施例，適應于當前信道狀態的MAP解碼方法。優選實施例的詳細描述接下來將參照附圖詳細描述本發明的優選實施例。在以下的描述中，眾所周知的功能或結構將不再詳細描述，以免用不必要的細節模糊了本發明的本質。本發明提供了MAP信道解碼裝置和方法，其中，當信道解碼器是利用MAP算法來實現時，無論在實時移動通信信道環境中的信道的噪聲功率如何，MAP信道解碼都能被穩定實現，所述的MAP算法是用于turbo解碼的主要算法。在本發明中，通常的MAP算法是在靜態信道狀態下實現的，而子MAP算法是利用一個二E函數來實現的，該二E函數是按照隨時間變化的信道狀態而提出的，用于穩定的MAP信道解碼。為了計算公式1中不帶Lc的BM,E函數應該在公式3中加以改進。該E函數被定義為一主函數與一對數函數間的差。對數函數具有非線性的特征。因此，本發明定義了一種新的E函數(下文中稱為2E函數)，該2E函數是通過將對數函數從E函數中除去而得到的，表示如下xEy=min(x,y)……(6)在公式6中忽略log(1+e-|x-y|)的原因可通過利用公式7進行估算來找到答案。F(z)=log(1+e-|z|)……(7)公式7是對稱的，并且如圖1所述，當|z|增大時，F(z)快速向0收斂。圖1是描述按照本發明的優選實施例，來自新的2E函數的對數函數的意義的曲線圖。圖中的水平軸表示|z|，垂直軸表示公式7中的F(z)。如圖中所求，當|z|增大時，F(z)快速向0收斂。從圖1可知，當公式3中的|x-y|增大時，log(1+e-|x-y|)向0收斂，對E函數沒有影響。相應地，除非x和y間的差值很小，即，SNR很小，否則可期望log(1+e-|x-y|)并不影響E函數。也就是說，僅當信道環境保持一定的SNR時，在常規的E函數中沒有log(1+e-|x-y|)的實時MAP算法性能的變化才可以忽略不計。圖2是描述當MAP信道解碼器和子MAP信道解碼器被實現且仿真時，它們之間的性能對比的曲線圖。垂直軸代表BER(比特差錯率，biterrorrate)和FER(幀差借率，frameerrorrate)，水平軸代表Eb/No。每個分量解碼器的約束長度k=4，碼率r=1/2，以及幀長度為375比特。在理想的信道估算狀態中的AWGN(AdditiveWhiteGaussianNoise，附加的白高斯噪聲)信道上進行了測試。如圖2所示，子MAP算法的主要性能比MAP算法的主要性能低大約0.1dB。然而，如果SNR為2.5dB,MAP信道解碼器和子MAP信道解碼器之間的性能差別就很小。按照測試結果，如果信道環境能確保SNR為預定的水平，則公式3中的log(1+e-|x-y|)就近似地收斂為0。同時，按照公式6所定義的新的E函數，公式1、2、4和5可分別改變成其中Lc為偏移值。因為從遞歸解碼反饋環路所獲得的外部信息La從0開始，因此最初的FSM和RSM并不包括Lc乘法。因此公式8可變成按照本發明的實施例，根據公式6確定的新的E函數，Lc不再用于子MAP算法中。即，子MAP算法是獨立的信道噪聲功率。接下來將討論當實時信道噪聲功率不匹配時，MAP算法和子MAP算法的解碼性能的靈敏度。在這里假定用于MAP信道解碼器和子MAP信道解碼器的是固定點仿真。也就是說，在分量解碼器中，用于內部度量值的是預定數目的量化比特。作為一個仿真條件，AWGN上的輸入信號用下式來度量S=(c+σ·n)·g……(10)其中，S是輸入信號，c∈{+1,-1}是碼符號，n是正態分布N(0,1)的取樣值，g是比例因子，σ是信道噪聲的標準偏差。因此，σ2是信道噪聲功率。在公式10中，c·g是信號分量，σ·c·g是噪聲分量。當比例因子被去掉時，輸入信號S的SNR將是常量SNR=(c·g)/(σ·c·g)=c/(σ·n)，與g的值無關。即，公式10中的比例是基于這樣一種假設，即信道狀態的變化(variation)與傳輸信號中的最終變化相同。因此，公式10的仿真條件通過比例因子g將SNR保持為常量。為滿足以上條件，輸入信號的電平(level)可以人為地增加或降低。結果是，輸入信號偏離了具有有限量化等級和有限量化范圍的量化器的動態范圍。MAP算法和子MAP算法的解碼性能的靈敏度將在以上仿真條件的范圍內加以描述。除非與比例有關的Lc在MAP算法中能夠被正確反映，否則MAP信道解碼器的解碼性能將很快下降到子MAP解碼器的水平。如果MAP解碼器在仿真條件下運算，分量解碼器必將輸入信號乘以Lc=2/(g·σ)2，其中精確的比例因子得到反映，但只接收到Lc=2/σ2，其結果是，MAP信道解碼器的解碼性能將下降。別一方面，子MAP信道解碼器的運算與Lc無關，當輸入信號的等級偏離了動態范圍時，其性能的下降應歸因于量化范圍的相對變化，分辨率(resolution)歸因于比例因子。圖3是描述按照本發明的實施例，當Eb/No中的比例因子改變時，實時MAP信道和實時子MAP信道解碼器之間的性能相對比的曲線圖。圖中的垂直軸表示BER和FER，而水平軸表示比例因子g的值，用dB表示。如果水平軸設定為20×log(g)，而g為3，則用20×log(3)表示為圖中的g。對于g=1，則有log1=0，因此g在圖中為0。從圖3可知，只要得到精確的g值，那么MAP信道解碼器的解碼性能將比子MAP信道解碼器的性能優越。但是，隨著比例因子g的逐漸增大或減小，MAP信道解碼器的解碼性能將很快下降。這就意味著MAP信道解碼器的解碼性能對當前的信道狀態很敏感。另一方面，相對于比例因子g的變化，子MAP信道解碼器的解碼性能變化較小。即，相對于比例因子g的變化，子MAP解碼比MAP解碼有更寬的操作范圍。因此，按照本發明的實施例，與MAP解碼方案相比，子MAP解碼方案更穩定，受實時移動無線環境中的當前信道狀態的影響更小。如圖3所示，子MAP信道解碼器的穩定運算范圍是大約-10dB到+10dB，然而MAP信道解碼器的穩定運算范圍是大約-3dB到+6dB。從圖2和圖3得知，MAP信道解碼器與子MAP信道解碼器的性能差異取決于SNR。但在超過特殊等級的SNR處，它們的性能相同。在這種情況下，由于信道噪聲功率不匹配所造成的性能下降不可能出現在+10到-10dB范圍內。圖4是描述按照本發明的實施例，自適應于信道狀態的MAP信道解碼裝置的方框圖。參照圖4，接收器410將通過天線(未示出)接收到的模擬無線信號經由RF處理，然后將RF信號下轉換成IF信號，將IF信號模數轉換，以及符號解調并輸出解調信號。信道估算器420計算來自接收器410的輸出的信道噪聲功率和比例因子。控制器430根據信道估算器420的輸出來判斷靜態信道模式和時變模式之間的MAP信道解碼器的操作模式。這種判斷是基于信道噪聲功率和比例因子的變化而做出的。控制器430基于從MAP信道解碼器440接收到的BER/FER來決定其操作模式。例如，如果可以看到連續發生預定次數的比例因子接近于預定dB，則控制器430判斷其操作模式為靜態信道模式。同時，如果控制器430判斷當前信道狀態為靜態信道模式，則MAP信道解碼器440的E函數運算器450處理公式3中的輸入x和y，以便得到最佳的解碼性能。MAP信道解碼器440對公式1、2、4和5中的輸入信號進行解碼。在時變信道模式中，E函數運算器450處理公式6中的輸入x和y，接著MAP信道解碼器440利用公式9對輸入信號進行解碼。E函數運算器450中的長(long)函數可通過查找表來實現。如圖1所示，所述查找表可存儲在相對較小的存儲單元中，因為log(1+e-|x-y|)函數隨|x-y|的增大而快速下降。圖5A是描述按照本發明的實施例，通過參考查找表來實現對數函數的過程的曲線圖，圖5B是描述按照本發明的實施例，用于實現對數函數的查找表。在圖5A所示的曲線圖中，水平軸代表相應于E函數運算器450的輸入值x和y之間的差值的函數輸入值的等級，垂直軸代表相對于存儲在表中的函數輸入等級的log(1+e-|x-y|)。輸入值x和y已經被量化，并且只有有限數量的|x-y|值。如圖5B所示，查找表利用x和y之間的差來作為其存儲器地址，并且存儲了相對于數據區域中的存儲器地址的已經計算出的函數。按照本發明的實施例，由于log(1+e-|x-y|)的特性，輸出值與查找表中的輸入值成反比例。因此，查找表可存儲在相對小量的存儲器中。圖6是描述按照本發明的實施例，自適應于當前信道狀態的MAP解碼方法的流程圖。將參照圖1到圖6來描述自適應MAP解碼方法。在步驟610中，控制器430通過信道估算器420來估算當前的信道狀態。在步驟620中，控制器接收來自信道估算器420的累積信道噪聲功率或比例因子，并且根據信道噪聲功率或比例因子的變化來決定當前信道狀態。另外，控制器430可以根據從MAP信道解碼器440接收到的BER/FER中的變化來決定當前信道狀態。在步驟630中，控制器430將模式選擇信號輸出到MAP信道解碼器440，并且在靜態信道模式中運算MAP信道解碼器440。即，在步驟630中，MAP信道解碼器440的E函數運算器450利用公式3即通常的E函數來處理輸入x和y。因此，正如步驟640所述，MAP信道解碼器440利用公式1、2、4和5對輸入信號進行解碼。在這里，E函數運算器450可以參照查找表來實現一對數函數。在步驟620中，如果控制器430判斷當前的信道狀態為隨時間變化的，那么在步驟650中，控制器430將模式選擇信號輸出到MAP信道解碼器440，并且以時變信道模式操作該解碼器。即，正如步驟660所描述的那樣，按照本發明，E函數運算器450利用公式9即2E函數執行MAP信道解碼。正如參照圖1到圖6所描述的，按照本發明的子MAP信道解碼算法獨立于當前的信道狀態，這就減小了MAP算法對于當前信道狀態變化的靈敏度。另外，與MAP算法相比，子MAP算法增強了實時移動通信信道環境中的穩定性。按照本發明的自適應MAP信道解碼裝置和方法，首先基于累積的信道噪聲功率或信道估算器的比例因子的變化，或MAP信道解碼器的BER/FER的變化來檢驗當前信道的狀態。如果當前信道狀態判定為靜態，則利用包括對數函數的E函數的執行解碼，以確保最佳的解碼性能。如果當前信道狀態為隨時間變化的，則無論當前信道狀態是什么，在E函數運算中都不使用對數函數，從而在實時通信信道環境中執行穩定的信道解碼。因此，MAP信道解碼是自適應于信道狀態來完成的。盡管已經參照特定的優選實施例對本發明進行了顯示和描述，但本領域的技術人員應該明白，在不偏離由附屬權利要求所定義的本發明的精神和范圍的情況下，可以對其做各種形式和細節方面的改變。權利要求1.一種通信系統中的自適應MAP信道解碼裝置，包括一信道估算器，用于計算信道噪聲功率和比例因子；一控制器，用于根據信道噪聲功率和比例因子來決定一操作模式；以及一MAP信道解碼器，它包括E函數運算器，用以根據以下的公式有選擇性地在靜態信道模式中運算xEy=min(x,y)-log(1+e-|x-y|)以及根據以下公式在時變模式中運算xEy=min(x,y)其中x和y是度量值。2.按照權利要求1所述的自適應MAP信道解碼裝置，其中所述的MAP信道解碼器當處于靜態模式時利用下列公式來執行第一MAP信道解碼運算其中Dki(m)=一個分路度量值(BM)；La(dk)=從MAP信道解碼器中的反饋環路獲得的外部信息；Lc=信道可靠性，可表示為2/σ2(σ2是噪聲功率)；xk=系統碼；yk=奇偶校驗碼；i=期望的系統碼；Yli(m)=期望的奇偶校驗碼；Aik(m)=前向狀態度量值(FSM)；Sbj(m)=當信息位為j，將當前狀態設定為m時的后向改變狀態；Bki(m)=反向狀態度量值(RSM)；Sfj(m)=當信息位以當前編碼狀態m輸入時的前向改變狀態；以及L(dk)=當信息位在MAP時間為k時值為dk時的對數可靠性比率(LLR)LLR；以及當處于時變模式時，利用下列公式執行第二MAP信道解碼運算；其中，Dki(m)=BM；La(dk)=從MAP信道解碼器中的反饋環路獲得的外部信息；xk=系統碼；yk=奇偶校驗碼；i=期望的系統碼；Yli(m)=期望的奇偶校驗碼；Aik(m)=前向狀態度量值(FSM)；Sbj(m)=當信息位為j，將當前狀態設定為m時的后向改變狀態；Bki(m)=RSM；Sfj(m)=當信息位以當前編碼狀態m輸入時的前向改變狀態；以及L(dk)=當信息位在MAP時間為k時值為dk時的對數可靠性比率(LLR)LLR。3.按照權利要求2所述的自適應MAP信道解碼裝置，其中所述E函數運算器利用函數輸入值之間的差的絕對值來作為存儲器地址，以便在存儲器的數據區域中查找已存儲的相對應的計算后的對數函數并且輸出相對應的對數函數值。4.按照權利要求1所述的自適應MAP信道解碼裝置，其中所述控制器根據累積的信道噪聲功率和比例因子中的變化來決定其操作模式。5.按照權利要求1所述的自適應MAP信道解碼裝置，其中所述控制器根據從MAP信道解碼器接收到的比特差錯率(BER)和幀差錯率(FER)來決定其操作模式。6.一種通信系統中的自適應MAP信道解碼方法，包括以下步驟估算當前信道的狀態；當前信道狀態為靜態時，按照下列公式來執行E函數運算，并且執行第一MAP解碼運算xEy=min(x,y)-log(1+e-|x-y|)其中x和y是度量值；以及當前信道狀態為時變狀態時，按照下列公式來執行E函數運算，并且執行第二MAP解碼運算xEy=min(x,y)其中x和y是度量值。7.按照權利要求6所述的自適應MAP信道解碼方法，其中所述的第二MAP信道解碼運算利用下列公式執行其中Dki(m)=BM；La(dk)=從MAP信道解碼器中的反饋環路中獲得的外部信息；xk=系統碼；yk=奇偶校驗碼；i=期望的系統碼；Yli(m)=期望的奇偶校驗碼；Aik(m)=前向狀態度量值(FSM)；Sbj(m)=當信息位為j，將當前狀態設定為m時的后向改變狀態；Bki(m)=RSM；Sfj(m)=當信息位以當前編碼狀態m輸入時的前向改變狀態；以及L(dk)=當信息位在MAP時間為k時值為dk時的LLR。8.按照權利要求6所述的自適應MAP信道解碼方法，其中所述當前信道狀態是通過檢驗累積的信道噪聲功率和比例因子中的變化來估算的。9.按照權利要求6所述的自適應MAP信道解碼方法，其中所述當前信道狀態是通過檢驗累積的BER和FER的變化來估算的。10.一種在移動通信系統中自適應于當前通信信道的MAP信道解碼方法，包括以下步驟按照下列公式執行不包括對數函數的E函數運算xEy=min(x,y)其中x和y是E函數運算器的輸入值；以及按照下列公式執行MAP信道解碼其中Dki(m)=BM；La(dk)=從MAP信道解碼器中的反饋環路中獲得的外部信息；xk=系統碼；yk=奇偶校驗碼；i=期望的系統碼；Yli(m)=期望的奇偶校驗碼；Aik(m)=前向狀態度量值(FSM)；Sbj(m)=當信息位為j，將當前狀態設定為m時的后向改變狀態；Bki(m)=RSM；Sfj(m)=當信息位以當前編碼狀態m輸入時的前向改變狀態；以及L(dk)=當信息位在MAP時間為k時值為dk時的LLR。11.一種通信系統中的接收裝置，包括一MAP信道解碼器，用于對幀中接收到的信號進行解碼；一信道估算器，用于對輸入信號的信道狀態進行估算；以及一控制器，用于按照從信道估算器接收到的估算的信道狀態值以及從MAP信道解碼器接收到的解碼的幀的差錯信息來控制MAP信道解碼器的操作模式。12.一種在通信系統中的MAP信道解碼裝置，包括一接收器，用于接收無線信號并且輸出解調信號；一MAP信道解碼器，利用下列公式的E函數對解調的信號進行解碼xEy=min(x,y)其中x和y是度量值。全文摘要一種移動通信系統中的自適應MAP信道解碼裝置和方法。在所述自適應MAP信道解碼裝置中,信道估算器計算信道噪聲功率和比例因子,控制器通過檢驗累積的信道噪聲功率和比例因子來決定操作模式,MAP信道解碼器在靜態信道模式中,利用包括對數函數的E函數執行MAP解碼運算,而在時變信道模式中,利用不包括對數函數的E函數執行MAP解碼運算。文檔編號H03M13/35GK1310924SQ00800950公開日2001年8月29日申請日期2000年5月29日優先權日1999年5月28日發明者金炳朝,金閔龜申請人:三星電子株式會社