專利名稱：多脈寬脈沖差值編碼方法
技術領域：
本發明涉及一種多脈寬脈沖編碼方法。
目前，國外對數字功放的研究尚處于實驗室階段，且大多數停留在PWM功放的研究水平上。國內在家電領域開始推出AV數碼功放，但所謂的數字功放實質上僅僅是對音頻部分采用了數字處理，其功率放大部分仍然采用模擬放大，這與真正意義的數字功放相差甚遠。
本發明的目的是為了滿足信號處理系統對數字功放和電源變換的需求，設計一種多脈寬脈沖差值編碼方法。
本發明提供的多脈寬脈沖差值編碼方法，其特征是在信號處理系統中首先建立一組不同脈寬的脈沖單元，其脈寬雖各不相同，但其寬度是始終固定的，都是系統時鐘的倍數。將輸入數據通過Z變換電路后，先與相鄰采樣點的采樣值反相疊加，得到與相鄰采樣點的差值，將該差值送入多脈寬脈沖量化器，得到按事先組建的不同脈寬的脈沖單元的輸出，在量化過程中，將剩余數累計到下一個相鄰采樣差值上，并將差值繼續送入多脈寬脈沖量化器，周而復始地重復前面的過程，即可在多脈寬脈沖量化器的輸出端得到最逼近采樣差值的脈沖編碼。
本發明的工作原理用數理模型描述如下圖示1為兩個相鄰采樣點N和N+1的樣值An和An+1，中間點a1、a2、a3……為超采樣點。超采樣點由數字濾波器計算產生出來。通過數字濾波器后，所有采樣點(包括超采樣點)所構成的音頻信號是比較平滑的。如
圖1曲線所示。
在信號處理系統中，首先建立一組不同脈寬的脈沖單元，它的脈寬雖各不相同，但都是系統時鐘的倍數，如果將此量化系統比喻為“天平”，那么可以將這些脈沖比喻為“天平”上的一組“砝碼”。現在來看編碼是如何進行的。
圖1中，第一個超采樣點a1與前值An的差為ΔX1，即a1-An＝ΔX1，得到ΔX1后，即用前述脈沖“砝碼”去量度它，僅用一個脈沖單元表示，余數進行記賬處理，留到下次與下一個差值一起度量，設余數為ΔΔX1，緊接著傳送的第二個差值編碼為a2-a1＝ΔX2，由于上次未傳夠ΔX1，還余有ΔΔX1，故這次應傳ΔX1+ΔΔX1，同樣的方法，用一個相近的脈沖去度量，余數記賬，留到下次累計。由此看出，用“砝碼”稱量后的余數并沒有丟失，而是累加至相鄰超采樣點上。也就是說，如果站在音頻信號的角度來看，An、a1、a2、a3……An+1下方的面積和原值相等，所不同的是曲線An、a1、a2、a3……An+1上增加了以ΔΔX1、ΔΔX2……ΔΔXn幅度上下波動的噪聲，這種噪聲是由于ΔX1、ΔX2……與“砝碼”給預先建立脈沖單元不等所造成的。噪聲分量雖不大，但是在音頻頻段內外都均勻存在，必須先進行數字處理，讓噪聲頻段全部處于音頻帶外，通常使用多次噪聲整形技術。
圖2為多Δ脈沖差值編碼的電路模型其中X為輸入數據Z-1為Z的-1次方變換，相當于將某數據延時一個采樣周期。
Y為多Δ脈沖差值編碼的輸出，它的脈寬都是系統事先建立的一批固定值，是時鐘的不同倍數，使用中為1-14倍，也可高到16或256倍。Y輸出的平均頻率為16fs＝705.6KHZ，也可到8fs＝352.8KHZ。
由圖2可見，輸入數據X通過電路后先得到相鄰采樣點的差值Y1，然后再進入后級的多Δ量化器，得到按事先組建的不同脈寬的輸出，即多Δ輸出，量化過程中的余數處理，是將余數放到差值Y1輸入口與下一個采樣點差值相減而不是相加。相減的目的是為了防止自激振蕩。實際應用中，可通過在圖2中的前后級電路當中加入噪聲整形電路來將量化噪聲推到音頻帶外。
本發明對原始模擬信號采樣量化，用前后采樣點以差值形式關聯的方式在時域上來重新描述原始模擬信號。這種時域上的差值信號是以16fs或8fs的編碼重復頻率出現的，差值是多種固定的脈沖寬度，是時鐘的1～14倍或更高。本發明的編碼方法實質上是對多脈寬脈沖差值編碼數據進行積分，以得到最逼近輸入的原始模擬信號。
本發明方法的問世，使模擬功放發展為數字功放成為可能，同時，也將使工業控制及專用電源等步入更精密和更優秀的狀態。
附圖為本發明的原理圖和實施例。
下面結合附圖進一步說明本發明。
圖1為本發明數理模型。
圖2為實現多脈寬脈沖差值編碼的電路模型。
圖3為本發明的實施電路。
本發明涉及的編碼方法可通過本實施例中的可編程門陣列FPGA來實現。該門陣列電路為一塊特制的大規模集成電路，型號為E20K400，其內部由7個電路單元構成，P1部分為FPGA單元庫內的16位并入并出移位寄存器，即電路模型中的Z-1電路，也可用16個D型觸發器并聯構成，其作用是使輸入數據延時一個采樣周期。本實施例中，采樣周期為705.6KHZ。若輸入數據采樣率為44.1K時，應使用數字濾波器超取樣后輸入705.6KHZ的采樣率的數據。P2部分為FPGA內的全減法器，可視為電路模型中的減法器節點，減法器的輸出為一個12位的數據。P3為噪聲整形電路，它對全減法器P2輸出的差值數據信號進行噪聲整形。P2輸出的差值數據為所有相鄰采樣點的依次差值，通過P3整形后，差值的分布發生變化，從而使差值呈現的頻譜遠離音頻區域到高頻端去。P4為減法器單元，它是在12位的輸入數據中減去上一個采樣周期舍棄的最低8位數字。P5是一個12位鎖存器，它相當于電路模型中的多Δ量化器，它將減法器P4輸出的數據鎖存，一部分反饋回減法器，另一部分送到計數器P6，在P6單元的4位可予置下降計數器上鎖存，在下一個采樣點開始時，用系統時鐘11.2896MHZ進行下降計數，到Q3、Q2、Q1、Q0的“或”輸出，即為多脈寬脈沖差值編碼輸出，P6是以705.6KHZ的頻率輸出的，其脈寬種類共有15種，由P5輸出的Q11～Q8的數據確定，最大為時鐘頻率11.2896KHZ×15的時鐘周期。P7為11.2896KHZ的系統時鐘產生器和705.6KHZ的分頻器定時電路。
當本多脈寬脈沖差值編碼方法應用于數字音頻領域時，噪聲整形部分P3是必要的，但用于工控或電源等領域時，P3可以省去。
權利要求
1.多脈寬脈沖差值編碼方法，其特征在于在信號處理系統中，首先建立一組不同脈寬的脈沖單元，其脈寬雖各不相同，但其寬度是始終固定的，都是系統時鐘的倍數，將輸入數據通過Z變換電路后，先與相鄰采樣點采樣值反相疊加，得到與相鄰采樣點的差值，將該差值送入多脈寬脈沖量化器，量化后，得到按事先組建的不同脈寬的脈沖單元的輸出，在量化過程中，將剩余數累計到下一個相鄰采樣差值上一起量化， 并將差值繼續送入多脈寬脈沖量化器，周而復始地重復前面的過程，即可在多脈寬脈沖量化器的輸出端得到最逼近采樣差值的脈沖編碼。
全文摘要
本發明方法是在信號處理系統中首先建立一組不同脈寬的脈沖單元,其脈寬雖各不相同,但其寬度是始終固定的,都是系統時鐘的倍數,將輸入數據通過Z變換電路后,先與相鄰采樣點采樣值反相疊加,得到與相鄰采樣點的差值,將其送入多脈寬脈沖量化器量化,得到按事先組建的不同脈寬的脈沖單元的輸出,周而復始地將剩余數累計到下一個相鄰采樣差值上,即可在量化器輸出端得到最逼近采樣差值的脈沖編碼。
文檔編號H03M1/12GK1274201SQ0011302
公開日2000年11月22日 申請日期2000年6月15日 優先權日2000年6月15日
發明者李斌, 周全才 申請人:成都天奧實業有限公司