控制設備及電子裝置的制造方法

控制設備及電子裝置的制造方法
【專利摘要】本公開涉及控制設備及電子裝置。其中，一種用于設置有電感器元件和開關元件的切換模式類型的轉換器的控制設備，生成用于控制開關元件的切換的驅動信號并交替地確定根據輸入量的電感器元件中的能量存儲的相位和存儲在電感器元件中的能量的傳輸至其上存在輸出量的輸出元件的相位；控制設備通過基于輸出量的值的控制生成驅動控制以調制同一輸出量。具體地，估計塊確定輸出量的估計值，并且驅動塊根據所述估計值生成驅動信號。
【專利說明】
控制設備及電子裝置
技術領域
[0001] 本公開涉及用于電源轉換器的控制設備，具體地，涉及控制設備及電子裝置。
【背景技術】
[0002] 開關模式的電源是已知的，其被設計為將輸入處接收的量(例如，來自電網供電的 AC電壓)轉換為用于為電負載(例如，LED組)供電的經過調節的輸出量(例如，DC電壓）。
[0003] 這些電源通常必須滿足關于對應電性能的嚴格要求：例如，它們必須保證高品質 因數并且基本一致的功率因數。
[0004]為此，通常設想在電源的輸入級中使用所謂的功率因數校正(PFC)類型的電源轉 換器，其通過專門提供的控制設備來控制用于在吸收電網供電期間調節功率因數。
[0005] 通過示例，圖1示出了升壓類型的PFC轉換器(整體由1來表示）的電路圖，其通過由 2表示的對應控制設備來控制(然而，應該強調的是，以下可以應用于不同類型的轉換器，例 如返馳或降壓-升壓類型）。
[0006] 控制設備2被設置為集成電路，并具有封裝和對應的輸入和輸出管腳;集成電路可 以安裝在與PFC轉換器1的電路部件相同的印刷電路板(PCB)上。
[0007] 具體地，在該結構中，PFC轉換器1具有:輸入端IN，其上存在通過整流器級根據例 如由電網供電提供的AC電源電壓VAC(這里未示出）生成的DC輸入電壓V in;以及輸出端0UT， 連接至電荷存儲元件4(尤其是電容器），其上存在值大于輸入電壓Vin且以期望值（例如， 400V)調節的輸出電壓V? t (例如，DC電壓）。
[0008] PFC轉換器1包括：電感器5,連接在輸入端IN和第一內部節點沁之間；開關元件6， 尤其是M0SFET，連接在第一內部節點N1和第二內部節點仏之間；感應電阻器7，連接在第二 內部節點他和地參考端(GND)之間；以及二極管元件8,其陽極連接至第一內部節點見且其陰 極連接至輸出端OUT。
[0009] 開關元件6具有連接至第一內部節點m的第一電流傳導端（尤其是相應M0SFET的 漏極端）、連接至第二內部節點N2的第二電流傳導端(尤其是相應M0SFET的源極端）以及與 相應M0SFET的柵極端一致的控制端。
[0010] 在第二內部節點N2上，進一步要求控制電壓Vcs，其是在給定操作條件下流過電感 器5的電流的函數。
[0011] PFC轉換器1進一步包括輔助繞組9,其磁性地耦合至電感器5并且其上存在控制電 壓 VzCDo
[0012] 控制設備2具有:輸入管腳2a，被設計為接收來自電阻分壓器10a的表示輸入電壓 vin的控制電壓vc_in，其中電阻分壓器10a連接至輸入端IN并且通過第一分壓電阻器和第二 分壓電阻器形成，在它們之間限定其上存在控制電壓V c_in的反饋節點；輸入管腳2b，被設計 為接收來自電阻分壓器l〇b的表不輸出電壓V〇ut的第二控制電壓V c_mjt，其中電阻分壓器10b 連接至輸出端OUT并且通過相應的第一分壓電阻器和第二分壓電阻器形成，在它們之間限 定其上存在第二控制電壓V^ut的相應反饋節點;輸入管腳2c，被設計為連接至輔助繞組9并 且接收作為輔助繞組9兩端的電壓的函數的控制電壓VZCD;輸入管腳2d，被設計為連接至第 二內部節點N2并且接收作為感應電阻器7兩端的電壓的函數的控制電壓Vcs;以及輸出管腳 2e，被設計為連接至開關元件6的控制端以及以脈寬調制(PWM)提供用于控制開關元件6的 切換的驅動電壓Vcd。
[0013] 具體地，控制設備2可以被配置為以所謂的轉變模式（也被定義為"臨界傳導"或 "邊界傳導"模式)控制PFC轉換器1的操作。
[0014] 在每個切換循環處，控制設備2在0N間隔Ton(工作周期的0N間隔）期間控制開關元 件6的閉合，在此期間來自電源的電流在電感器5和開關元件6中朝向地(ground)循環，確定 同一電感器5中的能量的存儲。
[0015] 基于輸出電壓Vcmt的值(尤其是表示輸出電壓Vcmt的控制電壓Vtcmt的值)與適當的 參考電壓進行比較，通過專門提供的反饋控制環路，由控制設備2確定0N間隔!^的持續時 間。以沒有詳細描述的方式，控制環路還可以基于峰值電流控制。
[0016]接下來，控制設備2在OFF間隔(工作周期的OFF間隔）期間控制開關元件6的打 開，在此期間先前存儲在電感器5中的能量被傳輸至負載和電荷存儲元件4。
[0017] 具體地，在完成能量傳輸時，電感器5中的電流為零。第一內部節點見處的電壓（以 下指定為"相位電壓Vph"）基于第一內部節點仏上存在的電容（主要由于開關元件6的 M0SFET的漏極端上的寄生電容和二極管元件8(處于斷開狀態）的寄生電容)滿足輸入電壓 Vin的值周圍的諧振條件。
[0018] 當第一內部節點見上的電壓達到等于2 ? Vin-Vcmt的低閾值或者在該表達式產生低 于0的值的情況下等于0時，該諧振相位終止(再次引起能量存儲相位）。
[0019] 如果開關元件6閉合(并且對應的M0SFET導通），此時，即在對應M0SFET的漏極電壓 上存在的最小共振處，當完成能量傳輸時，轉換器以零電流和電壓的切換條件下進行操作， 能夠實現高效率。這種控制被定義為"零電流檢測"（ZCD)。
[0020] 基于作為輔助繞組9兩端的電壓的函數的控制電壓VZCD，由控制設備2執行零電流 檢測，由此執行OFF間隔Toff的持續時間的確定。因此，控制電壓V ZCD表示電感器5中的零電流 (以及零電壓)狀態。
[0021 ]具體地，確定控制電壓VZCD的值在諧振期間達到0的瞬間，其對應于第一內部節點 見上的相位電壓Vph等于輸入電壓瞬間。
[0022] 即使所描述的解決方案能夠整體上得到良好的控制性能，但本實用新型的
【申請人】 發現其還具有一些缺陷。
[0023] 具體地，如前所述，控制開關元件6的切換要求通過電阻分壓器10b檢測輸出電壓 V?t，然而這涉及可觀的功耗。
[0024] 在電阻分壓器中使用的電阻器的電阻的確實較高以使電流泄露最小化，例如其在 幾十的級另I」。考慮到輸出電壓Vcmt的400V的值，電阻器由此承擔近似16mW的功耗。進一步 考慮到整個電源轉換器可以具有不大于60mV的目標功耗，與電阻分壓器10b相關的消耗相 當于總功耗的25%。
[0025] 此外，明確的是，在控制設備2中要求特定管腳2b，用于讀取輸出電壓Vout的值，從 而增加封裝的尺寸和制造成本。 【實用新型內容】
[0026] 本實用新型的目的在于解決前述至少一些問題。
[0027] 根據本公開，如在權利要求中所限定的，由此提供用于轉換器的控制設備、對應轉 換器以及對應的控制方法。
【附圖說明】
[0028]為了更好地理解本公開，現在僅通過非限制性示例并參照附圖描述優選實施例， 其中：
[0029]圖1示出了已知類型的PFC轉換器和對應控制設備的示意性電路圖；
[0030] 圖2示出了根據本公開一個實施例的PFC轉換器和對應控制設備的示意性電路圖；
[0031] 圖3A、圖3B、圖4A、圖4B、圖5A和圖5B示出了不同操作條件下的與圖2的PFC轉換器 相關聯的電量的曲線圖；
[0032] 圖6是由圖2的PFC轉換器的控制設備執行的控制操作的流程圖；以及 [0033]圖7示出了包括圖2的PFC轉換器的切換模式電源的簡化框圖。
【具體實施方式】
[0034]如將要詳細描述的，本公開的一個方面設想轉換器的控制設備被配置為估計輸出 電壓Vc>ut的值，由此避免使用專用于檢測輸出電壓乂^的電阻分壓器以及同一控制設備中的 相關輸入管腳。
[0035]具體地，根據輸入電壓Vin和PFC轉換器的工作周期D(工作周期D以已知方式表示 PFC轉換器的開關元件的切換周期中的0N間隔WPOFF間隔Tc^之間的比率)來估計輸出電 壓V?t的值。
[0036]例如，在先前描述的升壓類型的PFC轉換器的情況下，對于前述估計，應用將輸出 電壓V?t鏈接至輸入電壓Vin的以下已知關系：
[0038] 或者類似地：
[0040]其中，T是切換周期。
[0041 ]根據工作周期D將輸出電壓Vcmt鏈接至輸入電壓表達式可以在PFC轉換器的不 同拓撲的情況下不同（以已知方式，本文沒有詳細描述）。
[0042] 詳細地，圖2示出了用于PFC轉換器(例如，由21表示的升壓類型）的控制設備(這里 由20表示）。
[0043] PFC轉換器21基本對應于進行參考的圖1所示的PFC轉換器1 (對應元件通過相同的 參考標號來表示），除了缺少連接至輸出端Out的電阻分壓器。
[0044]以與參照前述圖1描述的類似方式，控制設備20設置有:輸入管腳2a，被設計為接 收表示輸入電壓Vin的控制電壓￥。_1";輸入管腳2c，被設計為連接至輔助繞組9并接收作為 輔助繞組9兩端的電壓的函數的控制電壓VZCD;輸入管腳2d，被設計為連接至第二內部節點 N2并接收作為感應電阻器7兩端的電壓的函數的控制電壓VCS;以及輸出管腳2e，被設計為連 接至開關元件6的控制端并以脈寬調制(PWM)提供用于控制開關元件6的切換的驅動電壓 Vgd〇
[0045] 代替地，控制設備20不具有專用于通過電阻分壓器檢測輸出電壓Vc>ut的又一輸入 管腳。
[0046]在該實施例中，控制設備20包括估計塊22，其連接至輸入管腳2a，用于接收控制電 壓Vc_in，以及連接至輸入管腳2c，用于接收控制電壓VZCD。
[0047]估計塊22被配置為根據輸入電壓Vin和PFC轉換器21的工作周期D估計輸出電壓 Vout的值，并且用于基于控制電壓VZCD確定工作周期D的值。具體地，估計塊22確定控制電壓 Vzcd的值達到零的瞬間，以確定OFF間隔Toff的持續時間（也可以參考前面的描述）。
[0048] 估計塊22由此包括比較器(在圖2中未示出），其將控制電壓VZCD的值與接近或等于 〇的低閾值進行比較。比較器的切換確定控制電壓V ZCD的零交叉檢測(ZCD)的瞬間。
[0049] 控制設備20還包括驅動塊24，其接收輸出電壓乂^的估計值，并通過適當的控 制算法(這里沒有詳細描述，其可以類似于已知算法，基于電阻分壓器檢測的輸出電壓，例 如基于峰值電流控制)根據估計值尹_和控制電壓V CS生成用于驅動開關元件6的切換的驅 動電壓VCD。
[0050] 本實用新型的
【申請人】發現，基于控制電壓VZCD確定工作周期D的值可能是不精確 的，從而至少在一些操作條件下在估計輸出電壓V?t的值時發生錯誤。
[0051] 如前所討論的，事實上，在諧振條件下發生控制電壓VZCD的零交叉，這是由于電感 器5的電感和第一內部節點N1上存在的寄生電容。具體地，寄生分量的存在在電感器5中循 環的電流中引起負偏移，隨后相同電流達到〇值。開關元件6的M0SFET的輸出電容初始以輸 出電壓V?t充電并且從而利用共振放電。
[0052] 從而，理想地，控制電壓VZCD的曲線應該對應于方波（當電感器5中的電流為正時為 正，且在同一電流為零時為負），實際上該曲線為正弦波。
[0053]由此，這會在控制電壓VZCD的正弦波曲線與零交叉的瞬間以及具有相同工作周期 的理想方波與零交叉的瞬間之間引起時間誤差或偏差。
[0054]具體地，上述時間誤差可以定義為控制電壓VZCD與零交叉的瞬間（或者類似地，第 一內部節點他的電壓變為等于輸入電壓Vin)與對應于具有相同平均值(或者換句話說具有 由曲線包住的相同面積)的方波的下降沿的瞬間（在這種情況下，等于輸入電壓Vi n)之間的 差。
[0055] 根據本實用新型的又一方面，控制設備20的估計塊22由此被配置為確定前述時間 誤差，并由此校正基于控制電壓VZCD的值執行的工作周期D的值的確定。具體地，如以下詳細 描述的，根據控制電壓VZCD的圖案中的共振周期的值執行該校正。
[0056] 本實用新型的
【申請人】進一步意識到，根據輸出電壓V?t和輸入電壓Vin之間的關系， 控制電壓Vzcd具有兩種不同的圖案:第一圖案，在圖3a中示出，在應用關系V?t〈2 ? Vin的情況 下；以及第二圖案，在圖3b中示出，在應用關系V?t>2 ? Vin的情況下。
[0057]從而，控制設備20的估計塊22被配置為使用以下算法確定前述時間誤差：第一計 算算法，在應用關系VoutU ? Vin的情況下；以及第二計算算法，不同于第一算法，替換地在應 用關系V?t>2 ? Vin的情況下。
[0058]為了詳細描述第一計算算法，現在參照圖4a，其示出了第一內部節點他處的相位 電壓VPh的正弦波曲線，其具有對應于控制電壓VZCD的圖案。
[0059] 當開關元件6斷開時，相位電壓Vph基本等于輸出電壓Vc>ut，并且當開關元件6接通 時，基本等于〇(地）。此外，在開關元件6的OFF狀態和0N狀態之間的轉變處，輸出電壓Vcmt本 身具有正弦圖案(平均值等于輸入電壓V in)和振蕩周期Tres，并且振幅包括在輸出電壓乂^和 由表達式2 ? Vin-Vcmt給定的值之間。
[0060] 利用圖4a中的線性部分示意性地近似該正弦圖案，其進一步(利用虛線)示出了包 括在輸出電壓Vout和零之間并具有相同平均值(等于輸入電壓V ln，并且具有與限定相位電壓 VPh的曲線的曲線具有相同的包圍面積）的理想方波。具體地，理想方波假設等效時間Teq& 的平均值V in，由此表示理想ZCD瞬間。
[0061] 根據前述圖4a的檢查，通過幾何原因，可以得到以下關系
[0063]其進一步對應于理想方波的平均值與相位電壓Vph的平均值之間的平等條件。 [0064]根據前述表達式，可以得到：
[0066]從而，通過以下等式給出由于諧振條件在確定ZCD瞬間時的時間誤差:
[0068]根據上面的表達式，控制設備20的估計塊22由此能夠根據輸入電壓Vin的值、振蕩 周期Tras的值和輸出電壓V?t的期望值(例如，400V )確定時間誤差Terr。
[0069] 根據本實用新型的又一方面，控制設備20能夠確定振蕩周期Tras(假設基本恒定）， 在共振自由且不被中斷的情況下（即，在檢測ZCD瞬間之后不閉合開關元件6)監控控制電壓 VzCD的曲線。
[0070] 具體地，振蕩周期Tres的確定可以有利地在啟動的初始條件或PFC轉換器21的初始 化中進行，或者還可以實時進行，在其操作期間，在這種情況下為這種目的奉獻預定數量的 切換循環(電源由此不被傳輸至負載的切換循環）。
[0071] 此外，有利地，控制設備20可以以預設時間間隔更新振蕩周期Tres的值，以防止例 如由于部件的劣化或老化或者環境操作條件的變化(在PFC轉換器21的活動的加長周期的 情況下)而引起的同一值的偏移或偏差。
[0072] 在任何情況下，一旦確定了時間誤差Terr，控制設備20的估計塊22就能夠基于以下 表達式執行根據ZCD瞬間的檢測（如圖5a所示，其示出了控制電壓V ZCD的曲線）確定的OFF間 隔Toff的值的校正：
[0073] Toff'= Toff+Terr
[0074] 然后，同一估計塊22通過以下表達式根據OFF間隔Toff的校正值IWr估計輸出電壓 Vout的值：
[0076] 其中，T是切換周期，以及歹_是輸出電壓￥_的前述估計值。
[0077] 其可以進一步表示應用以下表達式：
[0079] 其直接將輸出電壓Vcmt的估計值匕#鏈接至輸入電壓Vin、振蕩周期Tres和OFF間隔 T〇ff 〇
[0080] 現在參照圖4b描述在應用關系V?t>2 ? Vin的情況下使用的第二計算算法。
[00811在這種情況下，在開關元件6的OFF狀態和0N狀態的轉變時，相位電壓Vph具有正弦 曲線，再次利用等于V?t/2的平均值的線性部分來近似。
[0082]圖4b還示出了理想方波，其包括在輸出電壓V?t和零之間且具有相同的平均值。
[0083]以類似于前面討論的方式，可以得到用于等效時間Teq的表達式：
[0085]通過以下等式，在這種情況下給出確定ZCD瞬間時由于諧振引起的時間誤差:
[0087]根據該表達式，控制設備20的估計塊22能夠根據輸入電壓Vin的值、振蕩周期1^3的 值和輸出電壓V?t的期望值來確定時間誤差Terr。
[0088] 一旦得到時間誤差Terr，估計塊22就基于以下表達式根據Z⑶瞬間的檢測（如圖5b 所示)確定的OFF間隔Toff的值的校正：
[0089] Toff^Toff-Terr
[0090] 然后，同一估計塊22通過以下表達式根據OFF間隔Toff的校正值Toff'估計輸出電壓 Vout的值：
[0092] 其可以進一步示出應用以下表達式：
[0094] 該表達式將輸出電壓￥。#的估計值直接鏈接至輸入電壓Vin、振蕩周期TredP OFF 間隔 Toff。
[0095] 本申請的
【申請人】利用實驗測試以本公開提供的精度驗證了時間誤差Terr以及隨后 增加的程度。
[0096] 例如，考慮230Vac(325Vdc)的輸入電壓Vin、400V的期望輸出電壓VcmhMJOys (70kHz的頻率）的切換周期以及確定為等于lys的振蕩周期Tres:工作周期D的值為0.1875; ON間隔(基于Z⑶瞬間確定)為2.66ys;以及校正值Tw為2.5ys，結果誤差為5.8 % (其可以 根據本公開進行校正）。
[0097] 作為又一示例，考慮265Vac(375Vdc)的輸入電壓Vin、400V的期望輸出電壓V out、 14.20y s (70kHz的頻率）的切換周期以及ly s的振蕩周期Tres:這種情況下的工作周期D的值 為0.0625; 0N間隔Ton為887.5ys;校正值Ton '為668.75ys，結果誤差為24.6 % (其可以根據本 公開進行校正）。
[0098] 現在參照圖6的流程圖描述由控制設備20執行的用于估計輸出電壓心^的操作流 程的示意性總結。
[0099] 在由30表示的初始步驟中，控制設備20控制開關元件6以促進諧振條件并刺激控 制電壓VZCD的振蕩。具體地，施加于開關元件6的M0SFET的柵極端的一個或多個脈沖引起諧 振，此后開關元件6在ZCD瞬間不會再次接通用于不抑制振蕩，并由此通過分析控制電壓V ZCD (精確地，在自由振蕩的條件下)測量振蕩周期Tras。
[0100] 具體地，該操作可以在PFC轉換器21的啟動時執行，或者在同一 PFC轉換器21的操 作期間執行，在這種情況下相同的切換循環將被分配給確定振蕩周期Tm的值的操作來代 替專用于將功率傳輸至負載。
[0101] 然后，振蕩周期Tras的值被認為基本恒定(但是用于周期性更新，如后所述）。
[0102] 在PFC轉換器21的正常操作期間，每當控制設備20被要求提供輸出電壓Vout的值用 于控制操作的目的（可以使用任何已知技術執行的控制），如步驟32中所示意性表示的，估 計塊22基于前面討論的表達式確定輸出電壓乂^的估計值F_。
[0103] 具體地，估計塊22對基于控制電壓VzcD確定的Z⑶瞬間的值應用適當校正（步驟 34)，并相應地確定工作周期D的校正值，此后其基于將輸入電壓鏈接至輸出電壓Vcmt本身的 表達式（已知類型并根據PFC轉換器21的電路類型)執行輸出電壓V? t的值的估計(步驟36)。
[0104] 為了前述操作的目的，估計塊22基于輸入電壓Vin和輸出電壓￥_的值進行初步檢 查，用于實施步驟34中的時間誤差的計算的第一算法或第二算法。
[0105] 例如，可以在PFC轉換器21的每個切換循環或半循環處執行輸出電壓乂^的值的估 計操作。
[0106] 此外，根據本實用新型的又一方面，控制設備20被配置用于確定執行更新振蕩周 期Tres的值的操作的需要(步驟38)，例如一旦從上次的更新已經過去了預設的時間間隔，或 者在控制設備20驗證存在給定環境條件或給定操作參數的情況下。
[0107] 在這種情況下，操作返回步驟30,用于以基本類似于先前所述的方式重新確定針 對周期Tres的值，然后進行PFC轉換器21的通常控制操作。
[0108] 如前所述，如圖7所示，PFC轉換器21和對應控制設備20可以有利地用于切換模式 電源40。
[0109] 具體地，開關模式電源40包括:整流器級41(例如，二極管橋類型），連接至電網供 電電源42(在該示例中通過EMI濾波器43);以及電容輸入元件44,連接至其上存在輸入電壓 Vin的整流器級41的輸出。
[0110] 開關模式電源40還包括PFC轉換器21，其輸入端IN連接至電容輸入元件44且其輸 出端OUT連接至電容輸出元件45(與前面限定的電荷存儲元件4 一致）。
[0111] 控制設備20控制PFC轉換器21的操作，用于確保從電網供電42吸收電力期間的期 望功率因數。
[0112] 開關模式電源40還包括輸出電源轉換器46(在該示例中為DC/DC類型），其輸入連 接至電容輸出元件45并被設計為向負載(未示出）提供期望的輸出電壓，例如具有相對于輸 入電壓V?t的值適當減小的值。
[0113] 所提出的解決方案的優勢根據以上描述為變得顯而易見。
[0114] 在任何情況下，需要強調的是本公開的解決方案至少能夠由于沒有專用于檢測輸 出電壓V?t的電阻分壓器而顯著降低轉換器所要求的功耗。
[0115] 此外，控制設備20可以有利地具有較少數量的管腳(假設專用于檢測前述輸出電 壓V?t的管腳不是必須的），從而減少了占用面積并簡化了封裝。
[0116]由于由控制設備20實施的輸出電壓Vcmt的估計的精確技術，在不明顯降低控制性 能的情況下進一步實現上述優勢。
[0117] 最后，明顯的是，在不背離本公開的范圍的情況下可以對本文所述和示出的進行 修改和變化。
[0118] 具體地，再次指出，即使前面的描述明確參考升壓型轉換器，但本實用新型的解決 方案可以有利地應用于其他類型的轉換器，例如返馳類型或降壓-升壓類型和對應變形(具 有顯而易見的修改，尤其是根據輸入電壓V in和工作周期D的輸出電壓Vc>ut的表達式以及用于 確定時間誤差的表達式）。
[0119] 所描述的控制設備和方法可用于控制任何電源轉換器，而不僅限應用于在前面的 描述中明確參考的應用功率因數控制。
[0120] 還明確的是，轉換器還可以通過不同于電網供電的電源來提供。
[0121]最后，應該強調的是，根據本公開解決方案的轉換器可以有利地提供前面的處理 通過非限制示例明確參考的電壓調節器或轉換器，或者當前的電流調節器或轉換器(例如， 在用于LED或電池充電的驅動設備中）。
[0122] 上面描述的各個實施例可以組合來提供又一些實施例。在該說明書中參考和/或 在申請數據表中列出的所有美國專利、美國專利申請公開、美國專利申請、外國專利、外國 專利申請和非專利公開均結合于此作為參考。如果需要的話可以修改實施例的各個方面以 使用各個專利、申請和公開的概念以提供又一些實施例。
[0123] 可以對上面詳細描述的實施例進行這些和其他變化。通常，在以下權利要求中，所 使用的術語應該不將權利要求限于說明書和權利要求中公開的具體實施例，而是應該包括 所有可能的實施例以及權利要求的所有等效范圍。因此，不通過本公開來限制權利要求。
【主權項】
1. 一種控制設備，用于控制包括電感器元件和開關元件的切換模式類型的轉換器，其 特征在于所述控制設備被配置為生成驅動信號，所述驅動信號用于控制所述開關元件的切 換并交替地確定從輸入量開始的所述電感器元件中的能量的存儲的相位和存儲在所述電 感器元件中的能量傳輸至其上存在輸出量的輸出元件的相位，所述控制設備被配置為通過 基于所述輸出量的值的控制生成所述驅動信號以調節所述輸出量，并且所述控制設備包括 被配置為確定所述輸出量的估計值的估計塊和被配置為根據所述估計值生成所述驅動信 號的驅動塊。2. 根據權利要求1所述的設備，其特征在于所述估計塊被配置為根據所述輸入量的值 和與所述切換相關聯的工作周期的值生成所述輸出量的所述估計值。3. 根據權利要求2所述的設備，其特征在于所述轉換器包括輔助繞組，所述輔助繞組磁 性耦合至所述電感器元件并且其上存在控制電壓;并且其中所述估計塊被配置為慮及從所 述電感器元件傳輸能量到所述輸出元件的結束處的所述控制電壓上的諧振條件的開始，根 據所述控制電壓和校正因數確定所述工作周期的值。4. 根據權利要求3所述的設備，其特征在于在所述諧振條件下，所述控制電壓具有正弦 圖案;并且其中所述估計塊被配置為基于所述控制電壓達到零的瞬間與理想方波達到零的 瞬間之間的時間差確定所述校正因數，所述理想方波具有與所述控制電壓相同的平均值。5. 根據權利要求3所述的設備，其特征在于所述估計塊被配置為驗證所述輸出量和所 述輸入量之間的比較關系；并且實施第一計算算法或可選地實施第二計算算法，以根據所 述驗證的結果確定所述校正因數。6. 根據權利要求5所述的設備，其特征在于所述估計塊被配置為根據與所述諧振條件 相關聯的振蕩周期確定所述校正因數。7. 根據權利要求6所述的設備，其特征在于所述估計塊被配置為確定在所述轉換器的 啟動的初始階段執行的初始化階段中的所述振蕩周期的值。8. 根據權利要求7所述的設備，其特征在于所述估計塊被進一步配置為在所述轉換器 的操作期間執行針對所述振蕩周期所確定的值的更新的至少一個操作。9. 根據權利要求1所述的設備，其特征在于還包括耦合至所述輸出元件用于檢測所述 輸出量的電路元件。10. -種電子裝置，其特征在于包括： 轉換器，包括電感器元件和開關元件；以及 控制設備，耦合至所述轉換器并被配置為交替地確定從輸入量的所述電感器元件中的 能量的存儲的相位和存儲在所述電感器元件中的能量傳輸至其上存在輸出量的輸出元件 的相位，所述控制設備包括被配置為確定所述輸出量的估計值的估計塊，所述估計塊被配 置為根據所述輸入量的值和所述轉換器的工作周期的值生成所述輸出量的估計值，所述估 計塊被進一步配置為根據響應于所述電感器元件兩端的電壓生成的控制信號以及根據補 償從所述電感器元件向所述輸出元件傳送能量的結束處的所述控制電壓上的諧振條件的 開始的校正因數確定所述工作周期，并且所述控制設備進一步包括被配置為根據控制所述 開關元件的切換的所述估計值生成所述驅動信號的驅動塊。11. 根據權利要求10所述的裝置，其特征在于所述轉換器包括輔助繞組，所述輔助繞組 磁性耦合至所述電感器元件并且其上存在控制電壓;并且其中所述估計塊被配置為慮及從 所述電感器元件傳輸能量到所述輸出元件的結束處的所述控制電壓上的諧振條件的開始， 根據所述控制電壓和校正因數確定所述工作周期的值。12. 根據權利要求11所述的裝置，其特征在于在所述諧振條件下，所述控制電壓具有正 弦圖案;并且其中所述估計塊被配置為基于所述控制電壓達到零的瞬間與理想方波達到零 的瞬間之間的時間差確定所述校正因數，所述方波具有與所述控制電壓相同的平均值。13. 根據權利要求12所述的裝置，其特征在于所述估計塊被配置為驗證所述輸出量和 所述輸入量之間的比較關系；并且實施第一計算算法或可選的第二計算算法，以根據所述 驗證的結果確定所述校正因數。14. 根據權利要求12所述的裝置，其特征在于所述估計塊被配置為根據與所述諧振條 件相關聯的振蕩周期確定所述校正因數。15. 根據權利要求10所述的裝置，其特征在于還包括： 輸入級，耦合至被配置為提供所述輸入量的電源，所述輸入量是電壓；以及 輸出級，被配置為根據所述輸出量向負載提供調節量，其中所述調節量是電壓。
【文檔編號】H02M3/155GK205453498SQ201520963597
【公開日】2016年8月10日
【申請日】2015年11月26日
【發明人】A·比安科, G·斯卡帕圖拉
【申請人】意法半導體股份有限公司