變換器電路的制作方法
【專利摘要】公開的是一種具有變換器橋、儲能電路和整流器電路的DC?DC變換器。在一個實施例中，變換器橋包括多個開關電路，其利用碳化硅MOSFET（半導體場效應晶體管上金屬）形成，并且配置為提供初級電流。儲能電路包括諧振電容、諧振電感、以及具有初級、第一次級和第二次級的變壓器。儲能電路配置為接收初級電流，并且變壓器與磁化電感相關聯。儲能電路的諧振頻率大于大約225千赫茲，如基本上由磁化電感、諧振電容和諧振電感所限定的那樣。整流器電路耦合到第一次級和第二次級線圈，并且適配為提供經整流的輸出電流。
【專利說明】
變換器電路
技術領域
[0001 ]本公開涉及變換器電路。
【背景技術】
[0002 ]功率電子器件的領域涉及電力的控制和變換。由于可以以直流(DC )或交流(AC )格式并且在不同電壓或電流水平下提供和使用電力，存在針對更加高效且成本有效的DC-DC變換器、AC-DC變換器、AC-AC變換器和DC-AC逆變器的連續需要。對于許多AC-DC、AC-AC和DC-AC變換器和逆變器而言，DC-DC變換器是總體系統中的核心元件。這些設備使用在電動車輛充電器、電信電源、工業電源和可替換的能量變換設備中。
【發明內容】
[0003]公開的是具有變換器橋、儲能電路(tank circuitry)和整流器電路的DC-DC變換器。在一個實施例中，變換器橋包括多個開關電路，其利用高電壓碳化硅MOSFET(金屬氧化物半導體場效應晶體管)形成，并且配置為提供初級電流。儲能電路包括諧振電容、諧振電感、以及具有初級、第一次級和第二次級的變壓器。儲能電路配置為接收初級電流，并且變壓器與磁化電感相關聯。儲能電路的諧振頻率大于大約225千赫茲，如基本上由磁化電感、諧振電容和諧振電感所限定的那樣。整流器電路耦合到第一次級和第二次級，并且適配成提供經整流的輸出電流。
[0004]變換器橋可以使用2級架構，其提供零電壓切換(ZVS)并且在高功率水平下操作。例如，由DC-DC變換器提供的輸出功率在大約650和850伏特之間或者更高的高輸入電壓下可以在大約5千瓦和20千瓦之間。DC-DC變換器的效率可以在大約97.5%和99.0%之間或者更高。即使在采用風扇和相關聯的風扇電路的氣冷實施例中，DC-DC變換器也可以具有每立方英寸大約35和45瓦之間的功率密度。
[0005]本領域技術人員將在閱讀與所附繪圖相關聯的優選實施例的以下詳細描述之后領會本公開的范圍并且體會其附加的方面。
【附圖說明】
[0006]并入在該說明書中并且形成其部分的所附繪圖圖示本公開的若干方面，并且與描述一起用于解釋本公開的原理。
[0007]圖1是根據第一實施例的示例性ZVS變換器的示意圖。
[0008]圖2是針對圖1的ZVS變換器的操作的時序圖。
[0009 ]圖3A至31圖示按照圖2的時序圖的通過ZVS變換器的電流流動。
[0010]圖4圖示根據第二實施例的針對ZVS變換器的可替換示意圖。
[0011]圖5是根據一個實施例的針對圖1的ZVS變換器的驅動器電路的框圖。
[0012]圖6是根據一個實施例的驅動器電路的兩個柵極驅動電路之一的示意圖。
[0013]圖7A和7B圖示根據一個實施例的通過柵極驅動電路的一個部分的電流流動。
【具體實施方式】
[0014]以下闡述的實施例表示使本領域技術人員能夠實踐實施例的必要信息并且圖示實踐實施例的最佳模式。在閱讀按照所附繪圖的以下描述時，本領域技術人員將理解本公開的概念并且將認識到沒有在本文中特別提出(address)的這些概念的應用。應當理解到，這些概念和應用將落入在本公開和所附權利要求的范圍內。
[0015]將理解到，盡管術語第一、第二等可以在本文中用于描述各種元件，但是這些元件不應當受這些術語所限制。這些術語僅用于區分一個元件與另一個元件。例如，第一元件可以被稱為第二元件，并且類似地，第二元件可以被稱為第一元件，而不脫離本公開的范圍。如本文中所使用，術語“和/或”包括相關聯的所列項目中的一個或多個的任何以及所有組入口 ο
[0016]將理解到，當諸如層、區或襯底之類的元件被稱為處于另一元件“上”或者延伸“到”另一元件“上”時，其可以直接地處于該另一元件上或者直接地延伸到該另一元件上，或者也可以存在中間元件。相比而言，當元件被稱為“直接地”處于另一元件“上”或者“直接地”延伸“到”另一元件“上”時，不存在中間元件。同樣地，將理解到，當諸如層、區或襯底之類的元件被稱為處于另一元件“之上”或者在另一元件“之上”延伸時，其可以直接地處于該另一元件之上或者直接地在該另一元件之上延伸，或者也可以存在中間元件。相比而言，當元件被稱為“直接地”處于另一元件“之上”或者“直接地”在另一元件“之上”延伸時，不存在中間元件。還將理解到，當元件被稱為“連接”或“耦合”到另一元件時，其可以直接地連接或耦合到該另一元件或者可以存在中間元件。相比而言，當元件被稱為“直接地連接”或“直接地耦合”到另一元件時，不存在中間元件。
[0017]諸如“在…以下”或“在…以上”或“上部”或“下部”或“水平”或“豎直”之類的相對性術語可以在本文中用于描述一個元件、層或區與另一元件、層或區的關系，如在圖中所圖示那樣。將理解到，除了在圖中描繪的取向之外，這些術語以及以上討論的那些術語旨在涵蓋設備的不同取向。
[0018]本文中所使用的術語僅用于描述特別的實施例的目的并且不旨在是本公開的限制。如本文中所使用那樣，單數形式“一”、“一個”和“該”旨在也包括復數形式，除非上下文清楚地另外指示。將進一步理解到，術語“包括”和/或“包含”當在本文中被使用時規定所陳述的特征、整體、步驟、操作、元件和/或組件的存在，但是不排除一個或多個其它特征、整體、步驟、操作、元件、組件和/或其群組的存在或添加。
[0019]除非以其它方式限定，否則本文中使用的所有術語(包括技術和科學術語)具有與由本公開所屬于的技術領域中的一個普通技術人員通常所理解的相同含義。將進一步理解至IJ，本文中所使用的術語應當解釋為具有與其在本說明書的上下文和相關領域中的含義一致的含義，并且將不以理想化或過于正式的意義來解釋，除非明確地在本文中如此限定。
[0020]參考圖1，圖示全H-橋、ZVS諧振變換器設計，其被稱為零電壓切換(ZVS)變換器10。ZVS變換器10是兩級架構并且包括變換器橋12、儲能電路14、整流器電路16、濾波器電路18和驅動器電路20 2VS變換器10配置為驅動負載Rl。盡管將變換器橋12示出為全H橋配置，但是本領域技術人員將認識到可替換的變換器結構。變換器橋12包括四個開關電路，其利用四個、1200V N溝道碳化硅金屬氧化物半導體場效應晶體管(M0SFET)Q1-Q4而實現。盡管可以采用諸如氮化鎵(GaN)之類的其它材料系統，以及諸如結型場效應晶體管(JFET)之類的晶體管類型，但是此時使用碳化硅MOSFET使性能最優化。示例性MOSFET包括Cree公司的型號C2M0160120D功率M0SFET。以上所有電子器件以及風扇電路FN可以提供在單個印刷電路板PCB上。風扇電路FN包括風扇以及用來為ZVS變換器10的電子器件提供強迫氣冷的相關控制電路。
[0021]晶體管Q1-Q4中的每一個具有集成體二極管D1-D4。盡管晶體管Q1-Q4具有寄生漏極到源極電容，但是跨相應晶體管Q1-Q4的漏極和源極提供附加電容器C1-C4。晶體管Q1-Q4如下文中所描述的那樣布置。晶體管Ql和Q3串聯耦合在頂部軌道(rail)TR和底部軌道BR之間以形成第一開關臂，并且晶體管Q2和Q4耦合在頂部軌道TR和底部軌道BR之間以形成第二開關臂。第二開關臂提供晶體管Q2和Q4之間的節點A，并且第一開關臂提供晶體管Ql和Q3之間的節點B。體二極管D1-D4跨相應晶體管Q1-Q4有效地反并聯耦合。
[0022]對于儲能電路14，變壓器Tl的初級線圈跨節點A和B耦合。變壓器Tl被圖示為非理想變壓器，并且因此描繪與變壓器Tl的初級線圈并聯的磁化電感Lm。附加諧振電感器Lr和諧振電容器Cr串聯耦合在節點A和變壓器Tl的初級線圈之間。
[0023]對變壓器Tl的次級線圈進行中心抽頭以提供上部和下部線圈。負載Rl和濾波器電路18中的濾波器電容器Cf被示出為跨上部線圈而相互并聯耦合。二極管DRl與負載Rl串聯耦合，并且特別地，耦合在上部線圈的上部端子和負載Rl的第一端子之間。二極管DRl的陽極耦合到上部線圈的上部端子，而陰極耦合到負載Rl的第一端子。變壓器Tl的中心抽頭耦合到負載Rl的第二端子。二極管DR2耦合在負載Rl的第一端子和二極管DRl的陰極之間的節點C和變壓器Tl的下部線圈的底部端子之間。特別地，二極管DR2的陽極耦合到變壓器Tl的下部線圈的底部端子，并且二極管DR2的陰極耦合到節點C。二極管DR1、DR2的布置表示整流器電路16。二極管DR1、DR2可以匹配晶體管Q1-Q4的材料系統，但是不需要這樣。用于二極管DRl、DR2的示例性碳化硅二極管是Cree公司的型號C3D16060D 二極管。
[0024]晶體管Q1-Q4的柵極分別通過由驅動器電路20所提供的控制信號S1-S4來驅動。盡管控制信號S1-S4中的每一個可以與其它獨立，但是在以下公開的實施例中，控制信號SI和S4或者是同樣的或者表示相同控制信號。類似地，控制信號S2和S3或者是同樣的或者表示相同控制信號。因此，晶體管Ql和Q4同時接通和關斷，并且晶體管Q2和Q3同時接通和關斷。
[0025]現在轉向圖2，提供了時序圖以圖示ZVS變換器10的操作。在時序圖中，信號Q2/Q3指示晶體管Q2、Q3的狀態，并且信號Q1/Q4指示晶體管Q1、Q4的狀態。邏輯高指示對應晶體管Q1-Q4開啟并且導通，而邏輯低指示對應晶體管Q1-Q4斷開并且不導通。諧振電感器電流ILr是流動通過諧振電感器Lr的電流，并且一般地對應于流動通過變壓器Tl的初級側上的ZVS變換器1的初級電流IP。磁化電流I Lm表示流動通過變壓器TI的磁化電感Lm的電流。輸出電流1表示從二極管DRl或二極管DR2朝向負載Rl而從節點C流動出的次級電流。諧振電容器電壓VCr是跨諧振電容器Cr的電壓。IQ1/IQ4是在任何給定時間處流動通過晶體管Ql、Q4中的任一個的電流。
[0026]一般而言，全周期對應于時段t0-t6。時段t0_t3表示全周期的正半周期，而時段t3-t6表示全周期的對應負半周期。如所指出，晶體管Q1、Q4—起接通和關斷，并且晶體管Q2、Q3—起接通和關斷。在所圖示的實施例中，晶體管Q1、Q4絕不與晶體管Q2、Q3同時開啟。
[0027]在正半周期(t0_t3)的時段t0_t2期間，諧振電感器電流ILr的量值大于磁化電流ILm。因此，變壓器TI的頂部線圈將通過二極管DRl向負載Rl提供輸出電流1。類似地，在負半周期(t3-t6)的時段t3-t5期間，磁化電流ILm的量值大于諧振電感器電流ILr。因此，變壓器Tl的底部線圈將通過二極管DR2向負載Rl提供輸出電流I。。在正和負半周期期間的任一個半周期中，輸出電流1還將對濾波器電容器Cf充電。
[0028]當諧振電感器電流ILr和磁化電流ILm相同時，諸如在正半周期的時段t2-t3以及負半周期的時段t5-t6中，不存在由變壓器Tl的頂部線圈或底部線圈提供的輸出電流Ιο。二極管DRl和二極管DR2都不導通。在這些時段期間，之前充電的濾波器電容器Cf向負載Rl提供電流。
[0029 ]以下描述ZVS變換器1在正半周期期間的操作。正好在如圖3A中所圖示的時間t0之前，晶體管Q2、Q3開啟，并且晶體管Q1、Q4斷開。初級電流Ip通過晶體管Q2、節點A、諧振電感器Lr、諧振電容器Cr、磁化電感Lm、節點B和晶體管Q3從頂部軌道TR延伸到底部軌道BR。因此，諧振電感器電流ILr和磁化電流ILm為負，并且1為零。從濾波器電容器Cf，而不是從變壓器Tl的任一個次級線圈，向負載Rl提供電流。
[0030]對于時段tO-tl開始處的非常短的時段，存在其中所有晶體管Q1-Q4都斷開的不作用時間(dead time)。示例性不作用時間段在大約100 ns和300 ns之間。在時段t3_t4開始處為負半周期提供互補的(comp I ementary )不作用時間。
[0031]在時間t0處，晶體管Q2、Q3關斷并且晶體管Q1、Q4保持斷開達短暫的時段以提供不作用時間。當晶體管Q2、Q3關斷時，諧振電流ILm繼續流動;然而，初級電流Ip切換到圖3B中示出的路徑。特別地，初級電流Ip切換成通過晶體管Q4的體二極管D4、節點A、諧振電感器Lr、諧振電容器Cr、變壓器Tl的初級線圈、節點B和晶體管Ql的體二極管Dl從底部軌道BR流動到頂部軌道TR。諧振電感器Lr和諧振電容器Cr諧振。當諧振電感器電流ILr進一步增大至磁化電流ILm以上時，輸出電流1開始通過二極管DRl從變壓器Tl的頂部線圈流動到負載Rl。
[0032]在時段tO-tl開始處的短暫的不作用時間之后，晶體管Q1、Q4接通。晶體管Q2、Q3保持斷開。諧振電感器電流ILr繼續流動;然而，初級電流Ip的路徑稍微改變成圖3C中示出的那樣。初級電流Ip繼續從底部軌道BR流動到頂部軌道TR，但是不再流動通過晶體管Q4的體二極管D4和晶體管Ql的體二極管Dl。替代地，初級電流Ip切換到晶體管Q4、Q1的溝道。
[0033]在該點處，迫使初級電流Ip反向流動通過晶體管Ql、Q4的溝道。其中電流反向流動通過接通的MOSFET的這樣的操作被稱為“第三象限”操作。相應地，初級電流Ip通過晶體管Q4的溝道(而不是體二極管D4)、節點A、諧振電感器Lr、諧振電容器Cr、變壓器Tl的初級線圈、節點B和晶體管Ql的溝道(而不是體二極管Dl)而從底部軌道BR流動到頂部軌道TR。只要諧振電感器電流I Lr保持在磁化電流I Lm以上，輸出電流就I ο繼續通過二極管DRl從變壓器TI的頂部線圈流動到負載Rl。
[0034]現在參考圖2和3D。在時間tl處，諧振電感器電流ILr將去往零并且允許初級電流Ip顛倒方向。因此，初級電流將在前向(或正常方向)上流動通過晶體管Ql、Q4的溝道。初級電流Ip將通過晶體管Ql的溝道、節點B、變壓器Tl的初級線圈、諧振電容器Cr、諧振電感器Lr、節點A和晶體管Q4的溝道而從頂部軌道TR流動到底部軌道BR。盡管諧振電感器電流I Lr保持在磁化電流ILm以上，但是輸出電流1繼續通過二極管DRl從變壓器Tl的頂部線圈流動到負載Rl。
[0035]現在參考圖2和3E。在時間t2處，諧振電流ILr將下降至等于磁化電流ILm的水平。當諧振電流ILr等于磁化電流ILm時，輸出電流1將下降至零，并且因而電流不再流動通過二極管DRl。在該時間期間并且直到t3為止，由電容器Cf向負載Rl提供電流。
[0036]在時段t2-t3期間，磁化電感Lm、諧振電感器Lr和諧振電容器Cr諧振以使電容器C2、C3放電并且為電容器C1、C4充電以用于即將到來的負半周期。值得注意地，磁化電感Lm的電感遠遠大于諧振電感器Lr的電感。因此，磁化電感Lm有效地就像恒定電流源一樣起作用，并且起作用以貫穿時段t2-t3保持初級電流Ip在相同方向上并且在相同一般水平下流動，直到晶體管Ql、Q4在時間t3處關斷。初級電流Ip將通過晶體管Ql的溝道、節點B、變壓器Tl的磁化電感Lm、諧振電容器Cr、諧振電感器Lr、節點A和晶體管Q4的溝道而從頂部軌道TR流動到底部軌道BR。
[0037]負半周期以與正半周期對稱的方式工作。參考圖2和3F-3I以用于說明。出于簡潔起見，像針對正半周期所提供的分析那樣的擴展的分析針對負半周期不提供，假設正和負半周期的操作精確對稱的話。
[0038]以上概念可以應用于使用2級或更高的配置的不同變換器架構，并且將導致獨特小且高效的設計，其能夠在比硅基對應物的那些高得多的切換頻率下操作。例如，碳化硅組件的使用允許2級變換器架構具有5千瓦到20千瓦的持續輸出功率、650V-850V的輸入電壓、在百分之97.5和99.0之間的額定總體效率、以及每立方英寸35和45瓦之間的功率密度(包括所有組件和PCB或多個PCB(如果使用多個PCB的話)的體積)。功率密度比起硅基變換器架構來改進如此多的原因之一在于，本文所公開的概念允許ZVS變換器10的操作或切換頻率高得多。較高的操作頻率要求針對儲能電路14的較高的諧振頻率，并且允許針對這些諧振組件(Lr、Lm和Cr )的較小值以及因而較小的尺寸。
[0039]在所公開的以及其它的實施例中，當使用碳化硅組件時，儲能電路14的諧振頻率在提供超過5千瓦的輸出功率以及大于650 V的輸入電壓時可以在225千赫茲與500千赫茲之間變化，同時維持大于百分之97.5的總體效率。諧振頻率主要由磁化電感Lm、諧振電感器Lr的電感以及諧振電容器Cr的電容的值來限定。相比而言，在這些功率水平下操作的硅基架構可能僅能夠支持75千赫茲到150千赫茲范圍中的諧振頻率。較高的諧振頻率允許這些諧振組件(Lm、Lr、Cr)具有小得多的值，并且因而在尺寸方面小得多。
[0040]因此，第一參數集合可以限定2級變換器架構，其提供5千瓦到20千瓦的持續輸出功率、650 V到850 V的輸入電壓、在百分之97.5和99.0之間的額定總體效率、每立方英寸35和45瓦之間的功率密度、以及針對儲能電路14的225千赫茲和500千赫茲之間的諧振頻率。第二參數集合可以限定2級變換器架構，其提供5千瓦到10千瓦的持續輸出功率、650 V到800 V的輸入電壓、在百分之98.0和99.0之間的額定總體效率、每立方英寸35和45瓦之間的功率密度、以及針對儲能電路14的250千赫茲和450千赫茲之間的諧振頻率。第三參數集合可以限定2級變換器架構，其提供大于5千瓦的持續輸出功率、大于650 V的輸入電壓、大于百分之97.5的額定總體效率、大于每立方英寸35瓦的功率密度、以及針對儲能電路14的大于225千赫茲的諧振頻率。這些是三個示例性組合，其中所列參數的任何組合是可能的。進一步地，不是所有參數需要應用于所有應用中以落入權利要求的范圍內。
[0041]現在轉向圖4，示出了可替換的實施例。在該環境中，ZVS變換器10經修改使得四個開關電路中的每一個配置有并聯晶體管，并且特別地配置有并聯M0SFET。駐留在左分流(shunt)臂的頂部處的第一開關電路包括并聯MOSFET Ql ’、Q1’ ’ JOSFET Ql’、Q1’ ’的相應柵極、漏極和源極直接耦合到彼此。MOSFET Ql’、Q1’ ’中的每一個將包括體二極管Dl ’、Dl ’ ’。一個或多個電容器Cl可以跨MOSFET Ql ’、Q1’ ’的漏極和源極來提供。
[0042]類似地，駐留在右分流臂的頂部中的第二開關電路包括并聯MOSFETQ2’、Q2’’。MOSFET Q2’、Q2’ ’的相應柵極、漏極和源極直接耦合到彼此。MOSFET Q2 ’、Q2 ’ ’中的每一個將包括體二極管D2’、D2’ ’。一個或多個電容器C2可以跨MOSFET Q2 ’、Q2 ’ ’的漏極和源極來提供。駐留在左分流臂的底部中的第三開關電路包括并聯MOSFET Q3’、Q3’ \M0SFET Q3’、Q3’ ’的相應柵極、漏極和源極直接耦合到彼此。MOSFET Q3’、Q3’ ’中的每一個將包括體二極管D3 ’、D3 ’ ’。一個或多個電容器C3可以跨MOSFET Q3 ’、Q3 ’ ’的漏極和源極來提供。駐留在右分流臂的底部中的第四開關電路包括并聯MOSFET Q4\Q4'MOSFET Q4’、Q4’’的相應柵極、漏極和源極直接耦合到彼此。MOSFET Q4’、Q4’ ’中的每一個將包括體二極管D4 ’、D4 ’ ’。一個或多個電容器C4可以跨MOSFET Q4’、Q4’ ’的漏極和源極來提供。通過在開關電路中采用并聯晶體管，可以增大ZVS變換器1的功率控制(power hand ling)。
[0043]在一個實施例中，驅動器電路20將包括模擬或數字控制器22、第一柵極驅動電路24和第二柵極驅動電路26，如在圖5中示出的那樣。控制器22將輸出兩個輸入信號，其分別被參考為S1/S4’和S2/S3’。邏輯上，這些信號將是在圖2中示出的S1/S4和S2/S3晶體管狀態的補數(complement)。兩個輸入信號S1/S4’、S2/S3’中的每一個將被提供給第一柵極驅動電路24和第二柵極驅動電路26 二者。第一柵極驅動電路24將處理輸入信號S1/S4’和S2/S3’并且提供控制信號S1、S3，其用于驅動左分流臂中的相應頂部和底部開關電路。第二柵極驅動電路26將處理輸入信號S1/S4’和S2/S3’并且提供控制信號S2、S4，其用于驅動右分流臂中的相應頂部和底部開關電路。
[0044]圖6圖示針對第一柵極驅動電路24的示例性示意圖。第二柵極驅動電路26以類似方式配置。第一和第二柵極驅動電路24、26的目標是提供控制信號S1-S4，使得將相對高的接通電壓提供給相應柵極以快速地接通對應晶體管Q1-Q4，并且將負關斷電壓提供給相應柵極以快速地關斷對應晶體管Q1-Q4。在該示例中，接通電壓大概為20 V，并且關斷電壓在轉變成O V或者朝向OV轉變之前最初是-2.4 V。本領域技術人員將認識到針對正接通和負關斷電壓二者的其它電壓水平。
[0045]如所圖示的，第一柵極驅動電路24包括兩個緩沖器電路B1、B2，其驅動針對變壓器T2的初級線圈的相應端子。特別地，輸入信號S1/S4’通過串聯連接的緩沖器B1、電阻器Rl和電容器C5而耦合到初級線圈的頂部端子。輸入信號S2/S3’耦合到初級線圈的底部端子。輸入信號S1/S4’和S2/S3’配置成使得狀態S1/S4 二者在時段tO-tl開始處的不作用時間期間為低。輸入信號S1/S4’和S2/S3’進一步配置成使得狀態S1/S4對于其余時間彼此是互補的，使得狀態S1/S4在除不作用時間之外的所有時間處是狀態S2/S3的補數。
[0046]變壓器T2具有兩個次級線圈，其分別饋給獨立的頂部和底部電路。頂部電路將提供控制信號SI，并且底部電路將提供控制信號S3。頂部和底部電路是同樣的；然而，次級線圈以相反極性連接到頂部和底部電路。這將確保當輸入信號S1/S4’和S2/S3’處于相同水平下時，控制信號S1、S3絕不同時為高并且對于除不作用時間之外的所有時間在邏輯上彼此相反。
[0047]頂部電路具有信號軌道SRl和返回軌道RRl。信號軌道SRl耦合在對應于變壓器T2的頂部次級線圈的底部端子的節點D與輸出控制信號SI的節點E之間。信號軌道SRl包括串聯連接的二極管D5和電阻器R2，其中節點F駐留在二極管D5和電阻器R2之間。電阻器R3跨二極管D5耦合。返回軌道RRl耦合在節點G和H之間。二極管D6和齊納二極管Zl沿返回軌道RRl串聯連接，使得二極管D6和齊納二極管Zl的陽極在節點I處耦合在一起。電容器C6跨齊納二極管Zl耦合。
[0048]可以是N溝道MOSFET或NPN雙極型晶體管的晶體管Q5耦合在節點F和I之間，其中柵極耦合到節點G。電阻器R4耦合在節點F和晶體管Q5的柵極之間。兩個分流電路耦合在節點F和節點H之間。第一分流電路包括串聯連接的二極管D7和電阻器R5，其中二極管D7的陽極耦合到節點F。第二分流電路包括兩個串聯連接的齊納二極管Z2、Z3，其以阻斷方式連接。因此，齊納二極管Z2、Z3的陽極耦合在一起，齊納二極管Z2的陰極耦合到節點F，并且齊納二極管Z3的陰極耦合到節點H。電阻器R6耦合在節點E和H之間。
[0049]底部電路具有信號軌道SR2和返回軌道RR2。信號軌道SR2耦合在對應于變壓器T2的底部次級線圈的頂部端子的節點J與輸出控制信號S3的節點K之間。信號軌道SR2包括串聯連接的二極管D8和電阻器R7，其中節點L駐留在二極管D8和電阻器R7之間。電阻器R8跨二極管D8耦合。返回軌道RR2耦合在節點M和N之間。二極管D9和齊納二極管Z4沿返回軌道RR2串聯連接，使得二極管D9和齊納二極管Z4的陽極在節點O處耦合在一起。電容器C7跨齊納二極管Z4耦合。
[0050]可以是N溝道MOSFET或NPN雙極型晶體管的晶體管Q6耦合在節點L和O之間，其中柵極耦合到節點M。電阻器R9耦合在節點L和晶體管Q6的柵極之間。兩個分流電路耦合在節點L和節點N之間。第一分流電路包括串聯連接的二極管DlO和電阻器RlO，其中二極管DlO的陽極耦合到節點L。第二分流電路包括兩個串聯連接的齊納二極管Z5、Z6，其以阻斷方式連接。因此，齊納二極管Z5、Z6的陽極耦合在一起，齊納二極管Z5的陰極耦合到節點L，并且齊納二極管Z6的陰極耦合到節點N。電阻器Rll耦合在節點K和N之間。
[0051 ]在一個實施例中，第一和第二柵極驅動電路24、26中的半導體設備是硅基的，而ZVS變換器10中的半導體設備是碳化硅基的設備。本領域技術人員將領會到，其它材料系統可用于這些半導體設備。
[0052]從單個DC電源，第一柵極驅動電路24能夠生成控制信號SI和S3，使得接通電壓是20 V(碳化娃MOSFET推薦的接通電壓)并且關斷電壓在不作用時間處轉變成OV或者朝向OV轉變之前在2.4 V處一般是恒定的。負關斷電壓幫助快速關斷碳化硅MOSFET，并且減小使M0SFTET在斷開狀態期間錯誤地接通的噪聲的可能性。變壓器T2配置為在輸入信號S1/S4’、S2/S3’處于互補狀態中時提供跨兩個次級線圈的24 V信號。這些電壓僅僅是示例性的，其中所公開的概念從單個DC電源提供正接通電壓和負關斷電壓。進一步地，接通電壓可以大于由DC電源所提供的電壓。
[0053]現在參考圖7A和7B，針對用于控制信號SI的兩個對應接通和關斷電壓而示出第一柵極驅動電路24的頂部電路中的兩個輸入電壓Vd和對應電流路徑。此外，輸入電壓Vd是跨變壓器T2的次級線圈的電壓。第一柵極驅動電路24的底部電路以及第二柵極驅動電路26的頂部和底部電路二者以相同方式操作。
[0054]對于接通狀態，參考圖7A。當輸入電壓Vd跨節點D和F為正時，晶體管Q5斷開，并且二極管D5、D6和D7正向偏置。因此，電流通過節點D、二極管D5流動到節點H，在所述節點H中其分成兩個支路。第一支路通過電阻器R2流動到節點E并且表示控制信號SI。
[0055]第二支路通過二極管D7、電阻器R5、電容器C6、節點1、二極管D6流動到節點F。當電流在第二支路中的該方向上流動時，電容器C6被充電。跨電容器C6的電荷受齊納二極管Zl限制為2.4V。跨電容器C6的電荷用于隨后的關斷狀態以生成-2.4 V關斷電壓。
[0056]當輸入電壓Vd改變極性時，如圖7B中示出的那樣，晶體管Q5接通以幫助快速關斷并且二極管D6阻斷電流流動到T2的繞組。電流通過節點E、電阻器R2、節點H、晶體管Q5、節點I和齊納二極管Zl流動到節點G。當電流在該方向上流動時，電容器C6就像電壓源一樣作用以生成針對控制信號SI的-2.4 V偏置。
[0057]本領域技術人員將認識到對本公開的優選實施例的改進和修改。所有這樣的改進和修改被認為在本文所公開的概念以及所附權利要求的范圍內。
【主權項】
1.一種DC-DC變換器，包括: ?變換器橋，包括配置為提供初級電流的多個開關電路并且包括碳化硅金屬氧化物半導體場效應晶體管(MOSFET); ?儲能電路，包括諧振電容、諧振電感、以及具有初級、第一次級和第二次級的變壓器，并且配置為接收初級電流，其中變壓器與磁化電感相關聯，并且儲能電路的諧振頻率大于大約225千赫茲，如基本上由磁化電感、諧振電容和諧振電感所限定的那樣；以及?整流器電路，耦合到第一次級和第二次級并且適配成提供經整流的輸出電流。2.權利要求1所述的DC-DC變換器，其中諧振頻率處于大約225千赫茲和500千赫茲之間。3.權利要求1所述的DC-DC變換器，其中諧振頻率處于大約250千赫茲和450千赫茲之間。4.權利要求1所述的DC-DC變換器，其中變換器橋采用2級架構。5.權利要求1所述的DC-DC變換器，其中多個開關電路包括四個開關電路，其布置在H橋配置中。6.權利要求1所述的DC-DC變換器，其中多個開關電路中的每一個包括并聯碳化娃MOSFETo7.權利要求1所述的DC-DC變換器，進一步包括驅動器電路，其配置為控制多個開關電路以提供零電壓切換。8.權利要求7所述的DC-DC變換器，其中驅動器電路進一步配置為提供每一個正半周期的開始處的第一不作用時間以及每一個負半周期的開始處的第二不作用時間，第一和第二不作用時間在多個開關電路中的每一個都斷開時提供。9.權利要求8所述的DC-DC變換器，其中驅動器電路進一步配置為控制多個開關電路使得: ?在正半周期期間，在第一不作用時間之后，多個開關電路中的第一對斷開，并且多個開關電路中的第二對開啟；以及 ?在負半周期期間，在第二不作用時間之后，多個開關電路中的第二對斷開，并且多個開關電路中的第一對開啟。10.權利要求9所述的DC-DC變換器，其中驅動器電路配置為利用正電壓接通多個開關電路并且利用負電壓關斷多個開關電路，正電壓和負電壓從單個正電壓排他地導出。11.權利要求7所述的DC-DC變壓器，其中驅動器電路配置為利用正電壓接通多個開關電路并且利用負電壓關斷多個開關電路，正電壓和負電壓從單個正電壓排他地導出。12.權利要求1所述的DC-DC變換器，進一步包括濾波器電路以及變換器橋、儲能電路和整流器電路提供在其上的至少一個印刷電路板(PCB)，其中: ?PCB、變換器橋、儲能電路、整流器電路和濾波器電路具有組合體積;并且 ?DC-DC變換器能使功率輸出在提供大于每立方英寸大約35瓦的功率密度的水平處持續。13.權利要求12所述的DC-DC變換器，其中DC-DC變換器能使功率輸出在提供每立方英寸大約35和45瓦之間的功率密度的水平處持續。14.權利要求13所述的DC-DC變換器，進一步包括風扇電路，其包括風扇，其中功率密度包括風扇電路的體積。15.權利要求1所述的DC-DC變換器，其中由DC-DC變換器提供的輸出功率在大于大約650伏特的輸入電壓處超出大約5千瓦。16.權利要求15所述的DC-DC變換器，其中DC-DC變換器的效率超出97.5%。17.權利要求1所述的DC-DC變換器，其中由DC-DC變換器提供的輸出功率在大約650和850伏特之間的輸入電壓處是在大約5千瓦和20千瓦之間。18.權利要求17所述的DC-DC變換器，其中DC-DC變換器的效率在大約97.5%和99.0%之間。19.權利要求18所述的DC-DC變換器，其中變換器橋采用2級架構。20.權利要求19所述的DC-DC變換器，其中諧振頻率在大約225千赫茲和500千赫茲之間。21.權利要求20所述的DC-DC變換器，進一步包括濾波器電路以及變換器橋、儲能電路和整流器電路提供在其上的至少一個印刷電路板(PCB)，其中: ?PCB、變換器橋、儲能電路、整流器電路和濾波器電路具有組合體積;并且 ?DC-DC變換器能使功率輸出在提供每立方英寸大約35和45瓦之間的功率密度的水平處持續。22.權利要求21所述的DC-DC變換器，進一步包括風扇電路，其包括風扇，其中功率密度包括風扇電路的體積。23.—種DC-DC變換器，包括: ?2級變換器橋，包括適配為提供初級電流的多個開關電路并且包括碳化硅金屬氧化物半導體場效應晶體管(MOSFET); ?儲能電路，包括諧振電容、諧振電感、以及具有初級、第一次級和第二次級的變壓器，并且配置為接收初級電流，其中變壓器與磁化電感相關聯，并且儲能電路的諧振頻率處于大約250千赫茲和450千赫茲之間，如基本上由磁化電感、諧振電容和諧振電感所限定的那樣；以及 ?整流器電路，耦合到第一次級和第二次級并且適配為提供經整流的輸出電流，其中: ?由DC-DC變換器提供的輸出功率在大約650和850伏特之間的輸入電壓處處于大約5千瓦和20千瓦之間；并且 ?DC-DC變換器的效率處于大約97.5%和99.0%之間。24.—種DC-DC變換器，包括布置在2級架構中的多個切換電路中的碳化硅金屬氧化物半導體場效應晶體管(MOSFET)，其中DC-DC變換器具有大約225千赫茲和500千赫茲之間的諧振頻率，在大約650和850伏特之間的輸入電壓處的大約5千瓦和20千瓦之間的輸出功率；以及大約97.5%和99.0%之間的效率。25.權利要求24所述的DC-DC變換器，其中DC-DC變換器具有每立方英寸大約35和45瓦之間的功率密度。
【文檔編號】H02M3/335GK106068606SQ201580012508
【公開日】2016年11月2日
【申請日】2015年3月4日 公開號201580012508.6, CN 106068606 A, CN 106068606A, CN 201580012508, CN-A-106068606, CN106068606 A, CN106068606A, CN201580012508, CN201580012508.6, PCT/2015/18741, PCT/US/15/018741, PCT/US/15/18741, PCT/US/2015/018741, PCT/US/2015/18741, PCT/US15/018741, PCT/US15/18741, PCT/US15018741, PCT/US1518741, PCT/US2015/018741, PCT/US2015/18741, PCT/US2015018741, PCT/US201518741
【發明人】X.劉, J.穆肯
【申請人】科銳