一種基于改進卡爾曼觀測器的無速度傳感器控制方法
【專利摘要】本發明公開了一種基于改進卡爾曼觀測器的無速度傳感器控制方法，采用卡爾曼濾波器的滑模觀測器來估算轉速和轉子位置，并通過估算轉子的位置和轉子速度來控制電機的調速。本發明利用無速度傳感器控制算法代替機械傳感器，用來獲取電機轉子位置和轉速信息，以減少閉環反饋信息中的誤差，同時給與滑模觀測器控制方法計算量小，易于工程上的實現。本發明具有低成本、控制算法簡單、轉速及位置的估算速度及精度高等優點。
【專利說明】
-種基于改進卡爾曼觀測器的無速度傳感器控制方法
技術領域
[0001] 本發明設及無速度傳感器測速技術領域，特別設及一種基于改進卡爾曼觀測器的 無速度傳感器控制方法。
【背景技術】
[0002] 永磁同步電機因其結構緊湊、性能可靠而在風力發電、電動汽車、船舶驅動等領域 得到了廣泛的應用。因永磁同步電機的控制通常在轉子旋轉坐標系下完成，所W為了完成 永磁同步電機的控制，需要獲取其轉子的角度和速度。其中，采用角度和速度傳感器來獲取 運一信息是一種直接的方式，然而在很多應用中，安裝角度和速度傳感器增加了安裝、維護 成本，同時由于現場環境較為惡劣，傳感器的精度容易受到震動、灰塵和油污的影響，使得 系統易受外部環境干擾，降低了系統的可靠性。
[0003] 無速度傳感器的控制系統無需檢測硬件，免去了速度傳感器帶來的種種麻煩，提 高了系統的可靠性，降低了系統的成本;另一方面，使得系統的體積減小，重量變輕，而且減 少了電機與控制器的連線。而基于無速度傳感器的永磁同步電機的轉子角度、轉速估計方 法只需檢測電機的定子電流、電壓，結合電機的模型，即可從中提取轉子的角度和速度信 息，從而省去了角度和速度傳感器，達到提高了系統的可靠性，降低成本的目的。
【發明內容】
[0004] 為了克服現有技術中的不足，本發明提出了一種易于工程實現的基于改進卡爾曼 觀測器的無速度傳感器控制方法來估算轉子的位置和轉子速度，并用于矢量控制閉環系統 中，避免在一些特殊的工作環境下機械傳感器提供的信息不準確。
[0005] 為了達到上述發明目的，解決其技術問題所采用的技術方案如下：
[0006] -種基于改進卡爾曼觀測器的無速度傳感器控制方法，包括W下步驟：
[0007] 步驟1:選擇d軸參考電流名為0,交流永磁同步電機檢測輸出Ξ相電流Ia、Ib和I。； [000引步驟2: Ξ相電流la、Ib和Ic經過Clark變換，輸出兩相靜止直角坐標系α-β下的兩相 定子電流ia和ie;
[0009] 步驟3:兩相定子電流ia和ie經過化rk變換，輸出兩相同步旋轉坐標系d-q下的兩相 電流Id和Iq;
[0010] 步驟4:逆變器輸出的Ξ相電壓Ua、化和化經過Clark變換，輸出兩相靜止直角坐標 系α-β下的兩相定子電壓Ua和up;
[0011] 步驟5:將步驟2中所得的兩相定子電流ia和ie與步驟4中所得的兩相定子電壓Ua和ue- 并輸入卡爾曼觀測器進行估算處理，估算出轉子轉速的估計值和轉子位置的估計值;
[0012] 步驟6:將步驟5中估算出轉子轉速的估計值乘W-常數得到估算的轉子轉速η，并 將估算的轉子轉速η與實際的轉子轉速η*進行作差，差值通過ΡΙ調節后輸出q軸參考電流
[0013] 步驟7:將q軸參考電流^與步驟3中得到的電流Iq進行作差，差值通過PI調節后輸 出q軸參考電壓皆.
[0014] 步驟8:將d軸參考電流 < 與步驟3中得到的電流Id進行作差，差值通過PI調節后輸 出d軸參考電壓^
[0015] 步驟9 :將步驟7中輸出的q軸參考電壓和步驟8中輸出的d軸參考電壓4經過 化rk反變換，輸出兩相靜止直角坐標系α-β下的兩相控制電壓I;和
[0016] 步驟10:將兩相控制電壓和進行空間矢量調制，輸出Ρ歷波形至逆變器，逆變 器向永磁同步電機輸入Ξ相電壓Ua、化和化，從而控制永磁同步電機。
[0017] 進一步的，在步驟5中，具體包括W下步驟：
[0018] 步驟51:將步驟4中的兩相定子電壓ua和ue經過SM0優化算法計算后得到電流估算 值如V;
[0019] 步驟52:將電流估算值^^和<'^^與步驟2中的兩相定子電流1。和^進行作差，得到曰0 軸上的電流誤差值4和;
[0020] 步驟53:將電流誤差值和經過飽和函數運算及滑模增益處理后得到反電動勢 θα 和 ep;
[0021] 步驟54:-方面，反電動勢ea和ee傳送回步驟51中，加入到SM0優化算法計算中；另 一方面，反電動勢ea和ee通過低通濾波器得到滑模觀測器估算的反電動勢估計值;α和完
[0022] 步驟55:滑模觀測器估算的反電動勢估計值；。和經過卡爾曼濾波后得到了經過 卡爾曼濾波后的反電動勢估計值和
[0023] 步驟56:經過卡爾曼濾波后的反電動勢估計值^和;自通過轉速估算得到轉子轉速 的估計值;
[0024] 步驟57:經過卡爾曼濾波后的反電動勢估計值;。和;^通過位置估算得到轉子位置 未補償前的估計值味，.
[00巧]步驟58:通過對相位進行滯后補償，得出經過卡爾曼濾波后的相位補償量 ，.
[00%]步驟59:將步驟57中的轉子位置未補償前的估計值0;.和步驟58中的相位補償量 進行求和，得到轉子位置的估計值。
[0027]作為一實施例，在步驟51中，具體包括W下步驟：
[00%]首先，建立交流永磁同步電機在兩相靜止直角坐標系α-β中的數學模型：
[0029]
[0030]
[0031] 其中，為電流i在α軸上的電流值ia的導數，///為電流i在β軸上的電流值ie的導 數，Rs為定子繞組電阻，Ls為等效電感，ea為滑模觀測器在α軸上的反電動勢，ee為滑模觀測 器在β軸上的反電動勢，ua為電壓U在α軸上的電壓值，ue為電壓U在β軸上的電壓值；
[0032] 其次，代入反電動勢方程：
[003；3] ea = -恥 ω j：sin 目(3)
[0034] eg 二恥 corcos 目（4)
[0035] 其中，恥為轉子上永磁體產生的磁鏈，Qr為同步轉速，Θ為轉子角位置；
[0036] 再者，交流永磁同步電機在兩相靜止直角坐標系α-β中的SM0優化計算方程為：
[0039] 其中，/u、分別為ia、ie的估算值，k為滑模切換增益；
[0040] 最后，由上述可得電流估計誤差方程：
[0043] 其中，4為α軸上的電流誤差值，^為β軸上的電流誤差值。
[0044] 作為一實施例，在步驟52中，電流誤差值ζ和的計算方程為：
[0047]其中，/α、C和ia為α軸上的電流誤差值、電流估算值和電流值，、4和ie為0軸 上的電流誤差值、電流估算值和電流值。
[004引作為一實施例，在步驟53中，反電動勢ea和ee的計算過程分別包括W下步驟：
[0049]首先，選取sat為飽和函數進行飽和函數運算，即：
[(K)加 ]
[0051] 其次，選取李雅普諾夫函數
對V求導，當k〉max( I ea I , I ee I )時，則 Γ < 0，V>〇，由李雅普諾夫穩定性定理知，電流滑模觀測器是穩定的；
[0化2] 再者，選取電流誤差為滑模切換面，則當進入滑動模態時，有4=0，1^=0和
[0化日]其中，化和ee為滑模觀測器的反電動勢，為α軸上的電流誤差值，^自為β軸上的電流 誤差值，k為滑模切換增益。
[0056] 作為一實施例，在步驟54中，通過低通濾波器得到滑模觀測器估算的反電動勢估 計值i和;的計算過程包括：
[0057] 使用低通濾波器，將不連續的開關信號轉換為等效的連續信號，相應計算公式如 下：
[0060] 其中，；α和為滑模觀測器估算的反電動勢估計值，ω。為低通濾波器的截止頻 率，S為拉普拉斯算子，化和ee為滑模觀測器的反電動勢。
[0061] 作為一實施例，在步驟54之后，還包括W下步驟：
[0062] 首先，轉子位置的估計值通過W下公式求得：
[0063]
[0064] 其中，i為轉子位置的估算值，；α和為滑模觀測器估算的反電動勢；
[0065] 其次，由于低通濾波器的使用，其相位具有一定的滯后性，須對相位進行滯后補 償，其相位補償量為：
[0066]
[0067] 其中，aS是相位補償量，ω為穩態時轉速，ω。為低通濾波器的截止頻率；
[0068] 再者，轉子轉速的估計值通過W下公式求得：
[0069]
[0070] 其中，為轉子轉速估算值，；α和為滑模觀測器估算的反電動勢，恥為轉子上永 磁體產生的磁鏈。
[0071] 作為一實施例，在步驟55中，采用卡爾曼濾波器將得到的;。和;g濾波后的反電動 勢0"和6/^>從隨機噪聲信號中得到最優觀測，卡爾曼濾波器的狀態方程如下：
[00巧]其中，Kk為卡爾曼濾波器的增益，為卡爾曼濾波器的轉子電角速度估算值，和 ;^為反電動勢ea和ee通過低通濾波器得到滑模觀測器估算的反電動勢估計值和^為滑 模觀測器估算的反電動勢估計值L和;g經過卡爾曼濾波后得到了經過卡爾曼濾波后的反 電動勢估計值。
[0076] 作為一實施例，在步驟56中，經過卡爾曼濾波后的轉子轉速的估計值通過W下公 式求得：
[0077]
[0078] 其中，為經過卡爾曼濾波后的轉子轉速估算值，和為經過卡爾曼濾波后的 滑模觀測器估算的反電動勢，恥為轉子上永磁體產生的磁鏈。
[0079] 作為一實施例，在步驟57中，經過卡爾曼濾波后的轉子位置的估計值通過W下公 式求得：
[0080]
[0081] 其中，為經過卡爾曼濾波后的轉子位置的估算值，和為經過卡爾曼濾波后 的滑模觀測器估算的反電動勢。
[0082] 作為一實施例，在步驟58中，由于低通濾波器的使用，其相位具有一定的滯后性， 須對相位進行滯后補償，經過卡爾曼濾波后的相位補償量為：
[0083]
[0084] 其中，，是相位補償量，ω為穩態時轉速，ω。為低通濾波器的截止頻率。
[0085] 本發明由于采用W上技術方案，使之與現有技術相比，具有W下的優點和積極效 果：
[0086] 1、本發明一種基于改進卡爾曼觀測器的無速度傳感器控制方法，實現了永磁同步 電機的高精度無速度傳感器控制，代替了傳統的機械傳感器，減少了系統的體積和成本，增 加了系統的可靠性，并擴展永磁同步電機的應用范圍；
[0087] 2、本發明一種基于改進卡爾曼觀測器的無速度傳感器控制方法，能有效抑制滑膜 變結構控制引入的高頻抖振，同時兼有滑模變結構控制響應迅速、無需系統辨識等優點W 及擴展卡爾曼濾波抗隨機干擾和噪聲能力強、可實時參數更新等優點；
[0088] 3、本發明對永磁同步電機控制系統的數學模型的精度要求不高，對系統參數不確 定性、外界擾動有著自適應性和較強的魯棒性，在對永磁同步電機控制中有著優良的動、靜 態特性；
[0089] 4、本發明中的卡爾曼濾波器不僅對由于電機參數誤差造成的估算誤差，有著很好 的消除作用，而且可W濾除反電動勢中的紋波分量，具有較強的魯棒性，使得永磁同步電機 的控制系統有更好的穩態效果和動態響應；
[0090] 5、本發明具有低成本、控制算法簡單、轉速及位置的估算速度及精度高等優點。
【附圖說明】
[0091] 為了更清楚地說明本發明實施例的技術方案，下面將對實施例描述中所需要使用 的附圖作簡單的介紹。顯而易見，下面描述中的附圖僅僅是本發明的一些實施例，對于本領 域技術人員來講，在不付出創造性勞動的前提下，還可W根據運些附圖獲得其他的附圖。附 圖中：
[0092] 圖1是本發明一種基于改進卡爾曼觀測器的無速度傳感器控制方法中滑模變結構 控制系統的運動過程圖；
[0093] 圖2是本發明一種基于改進卡爾曼觀測器的無速度傳感器控制方法中卡爾曼觀測 器結構圖；
[0094] 圖3是本發明一種基于改進卡爾曼觀測器的無速度傳感器控制方法的整體流程 圖；
[0095] 圖4是本發明一種基于改進卡爾曼觀測器的無速度傳感器控制方法中的步驟5的 具體流程圖；
[0096] 圖5是本發明一種基于改進卡爾曼觀測器的無速度傳感器控制方法所對應的系統 仿真圖；
[0097] 圖6是本發明一種基于改進卡爾曼觀測器的無速度傳感器控制方法中轉速突變時 的仿真波形圖；
[0098] 圖7是本發明一種基于改進卡爾曼觀測器的無速度傳感器控制方法中轉矩突變時 的仿真波形圖。
【具體實施方式】
[0099] W下將結合本發明的附圖，對本發明實施例中的技術方案進行清楚、完整的描述 和討論，顯然，運里所描述的僅僅是本發明的一部分實例，并不是全部的實例，基于本發明 中的實施例，本領域普通技術人員在沒有做出創造性勞動的前提下所獲得的所有其他實施 例，都屬于本發明的保護范圍。
[0100] 參見圖1，本發明專利中的現在考慮一般的情況，存在一個切換面s(x) = s(xi, X2, · · ·，Xn)=0,它將X = f(X)(xeRn)運個系統的狀態空間分成上下兩個部分s〉0和S<0。 如圖1所示，在切換面上有巧巾情況的運動點。點A為通常點，當到達切換面S = 0附近時，運動 點穿越點A而過;點B為起始點，當到達切換面s = 0附近時，運動點從切換面兩邊離開點B;點 C為終止點，當到達切換面s = 0附近時，運動點從切換面兩邊趨近于點C。
[0101] 在滑模變結構中，終止點有著特殊的意義，而起始點與通常點基本沒有什么意義。 當運動點在切換面上的某一段區域內都是終止點的時候，且一旦趨向于該區域時就會在此 區域內運動。此時，稱此區域為"滑動模態"區即"滑模"區，系統在此區域的運動叫做"滑模 運動"。
[0102] 參考圖3,本發明公開了一種基于改進卡爾曼觀測器的無速度傳感器控制方法，包 括W下步驟：
[010引步驟1:選擇d軸參考電流這為0,交流永磁同步電機檢測輸出Ξ相電流Ia、Ib和I。； [0104]步驟相電流Ia、Ib和Ic經過Clark變換，輸出兩相靜止直角坐標系α-β下的兩相 定子電流ia和ie;
[010日]步驟3:兩相定子電流ia和ie經過化rk變換，輸出兩相同步旋轉坐標系d-q下的兩相 電流Id和Iq;
[0106] 步驟4:逆變器輸出的Ξ相電壓Ua、化和化經過Clark變換，輸出兩相靜止直角坐標 系α-β下的兩相定子電壓Ua和ue;
[0107] 步驟5:將步驟2中所得的兩相定子電流ia和ie與步驟4中所得的兩相定子電壓Ua和 ue-并輸入卡爾曼觀測器進行估算處理，估算出轉子轉速的估計值WK和轉子位置的估計值 θκ ；
[0108] 步驟6:將步驟5中估算出轉子轉速的估計值乘W-常數得到估算的轉子轉速η， 并將估算的轉子轉速η與實際的轉子轉速η*進行作差，差值通過PI調節后輸出q軸參考電流 寫.
[0109] 步驟7:將q軸參考電流i；與步驟3中得到的電流Iq進行作差，差值通過PI調節后輸 出q軸參考電壓，
[0110] 步驟8:將d軸參考電流與步驟3中得到的電流Id進行作差，差值通過PI調節后輸 出d軸參考電壓苗. H
[0111] 步驟9:將步驟7中輸出的q軸參考電壓<和步驟8中輸出的d軸參考電壓經過 化rk反變換，輸出兩相靜止直角坐標系α-β下的兩相控制電壓苗和W之.
[0112] 步驟10:將兩相控制電壓《I和每進行空間矢量調制，輸出Ρ歷波形至逆變器，逆變 器向永磁同步電機輸入Ξ相電壓Ua、化和化，從而控制永磁同步電機。
[011引在步驟帥，將S相電流la、Ib和I。經過Clark變換，輸出兩相靜止直角坐標系α-β下 的兩相定子電流ia和ie具體設及的換算公式如下：
[0114]
[011引在步驟3中，將兩相定子電流ia和ie經過化rk變換，輸出兩相同步旋轉坐標系d-q下 的兩相電流Id和Iq具體設及的換算公式如下：
[0116]
[0117]其中，屋為估算的轉子角。
[011引在步驟4中，將逆變器輸出的S相電壓Ua、化和化經過Clark變換，輸出兩相靜止直 角坐標系α-β下的兩相定子電壓ua和ue具體設及的換算公式如下：
[0119]
[0120] 進一步的，結合圖2和圖4,在步驟5中，具體包括W下步驟：
[0121 ] 步驟51:將步驟4中的兩相定子電壓Ua和up經過SM0(Sliding mode observer,滑模 觀測器)優化算法計算后得到電流估算值和;
[0122] 步驟52:將電流估算值?和與步驟2中的兩相定子電流ia和ie進行作差，得到αβ 軸上的電流誤差值?和^;:
[0123] 步驟53:將電流誤差值4^和if經過飽和函數運算及滑模增益處理后得到反電動勢 θα 和 ep;
[0124] 步驟54:-方面，反電動勢ea和ee傳送回步驟51中，加入到SM0優化算法計算中；另 一方面，反電動勢ea和ee通過低通濾波器得到滑模觀測器估算的反電動勢估計值三。和三,3; [01巧]步驟55:滑模觀測器估算的反電動勢估計值^和;0經過卡爾曼濾波后得到了經過 卡爾曼濾波后的反電動勢估計值;α和邸^
[01%]步驟56:經過卡爾曼濾波后的反電動勢估計值；^和通過轉速估算得到轉子轉速 的估計值
[0127] 步驟57:經過卡爾曼濾波后的反電動勢估計值；^和;^通過位置估算得到轉子位置 未補償前的估計值0^ .
[0128] 步驟58:通過對相位進行滯后補償，得出經過卡爾曼濾波后的相位補償量Δ 口，.
[0129] 步驟59:將步驟57中的轉子位置未補償前的估計值0；^和步驟58中的相位補償量 Δ",、進行求和，得到轉子位置的估計值?κ。
[0130] 作為一實施例，在步驟51中，具體包括W下步驟：
[0131] 首先，建立交流永磁同步電機在兩相靜止直角坐標系α-β中的數學模型：
[0134] 其中，為電流i在α軸上的電流值ia的導數，為電流i在0軸上的電流值ie的導 數，Rs為定子繞組電阻，Ls為等效電感，ea為滑模觀測器在α軸上的反電動勢，ee為滑模觀測 器在β軸上的反電動勢，ua為電壓U在α軸上的電壓值，ue為電壓U在β軸上的電壓值；
[0135] 其次，代入反電動勢方程：
[0136] ea = -恥 ω j：sin 目(3)
[0137] eg 二恥 corcos 目（4)
[0138] 其中，恥為轉子上永磁體產生的磁鏈，Or為同步轉速，Θ為轉子角位置；
[0139] 再者，交流永磁同步電機在兩相靜止直角坐標系α-β中的SM0優化計算方程為：
[0142] 其中，4^、分別為ia、ie的估算值，k為滑模切換增益；
[0143] 最后，由上述可得電流估計誤差方程：
[0146] 其中，為α軸上的電流誤差值，^為0軸上的電流誤差值。
[0147] 作為一實施例，在步驟52中，電流誤差值和的計算方程為：
[01加]其中，4、4和ia為曰軸上的電流誤差值、電流估算值和電流值，、ζ和ie為0軸 上的電流誤差值、電流估算值和電流值。
[0151] 作為一實施例，在步驟53中，反電動勢ea和ee的計算過程分別包括W下步驟：
[0152] 首先，選取sat為飽和函數進行飽和函數運算，即：
[0153]
[0154] 其次，選取李雅普諾夫函數：Γ二丄/,, +丄/。，對V求導，當k〉max( I ea I , I ee I )時，貝U 2 a 2 f Γ < 0，v>0，由李雅普諾夫穩定性定理知，電流滑模觀測器是穩定的；
[01巧]再者，選取電流誤差為滑模切換面，則當進入滑動模態時，有/,,=0，//<=0和
[015引其中，ea和ee為滑模觀測器的反電動勢，為α軸上的電流誤差值為β軸上的電 流誤差值，k為滑模切換增益。
[0159] 作為一實施例，在步驟54中，通過低通濾波器得到滑模觀測器估算的反電動勢估 計值和^的計算過程包括：
[0160] 使用低通濾波器，將不連續的開關信號轉換為等效的連續信號，相應計算公式如 下：
[0163] 其中，和if為滑模觀測器估算的反電動勢估計值，ω。為低通濾波器的截止頻 率，S為拉普拉斯算子，化和ee為滑模觀測器的反電動勢。
[0164] 作為一實施例，在步驟54之后，還包括W下步驟：
[0165] 首先，轉子位置的估計值通過W下公式求得：
[0166]
[0167] 其中，g為轉子位置的估算值，和為滑模觀測器估算的反電動勢；
[0168] 其次，由于低通濾波器的使用，其相位具有一定的滯后性，須對相位進行滯后補 償，其相位補償量為：
[0169]
[0170] 其中，aI是相位補償量，ω為穩態時轉速，ω。為低通濾波器的截止頻率；
[0171] 再者，轉子轉速的估計值通過W下公式求得：
[0172]
[0173] 其中，^為轉子轉速估算值，?。和;^為滑模觀測器估算的反電動勢，恥為轉子上永 磁體產生的磁鏈。
[0174] 由于系統有高頻紋波存在，利用低通濾波器對反電動勢進行濾波，不能很好的濾 除估算誤差和紋波分量，而卡爾曼濾波器不僅對由于電機參數誤差造成的估算誤差，有著 很好的消除作用，而且可W濾除反電動勢中的紋波分量，具有較強的魯棒性，使得永磁同步 電機的控制系統有更好的穩態效果和動態響應。利用一階低通濾波器對其進行低通濾波， 得到連續的反電動勢為;。和D在高性能的電機應用中，和是不能直接利用的，因為估 算的反電動勢和if中含有測量噪聲，因而采用卡爾曼濾波器將得到的和濾波后的反 電動勢和/人隨機噪聲信號中得到最優觀測。作為一實施例，在步驟55中，采用卡爾曼 濾波器將得到的和濾波后的反電動勢e。和人隨機噪聲信號中得到最優觀測，卡爾 曼濾波器的狀態方程如下：
[0178] 其中，Kk為卡爾曼濾波器的增益，W。.為卡爾曼濾波器的轉子電角速度估算值，和 完^為反電動勢ea和ee通過低通濾波器得到滑模觀測器估算的反電動勢估計值，?。和;0為滑 模觀測器估算的反電動勢估計值和;^圣過卡爾曼濾波后得到了經過卡爾曼濾波后的反 電動勢估計值。
[0179] 作為一實施例，在步驟56中，經過卡爾曼濾波后的轉子轉速的估計值通
[0180] 過W下公式求得：
[0181]
[0182] 其中，為經過卡爾曼濾波后的轉子轉速估算值，e。和為經過卡爾曼濾波后的 滑模觀測器估算的反電動勢，恥為轉子上永磁體產生的磁鏈。
[0183] 作為一實施例，在步驟57中，經過卡爾曼濾波后的轉子位置的估計值通過W下公 式求得：
[0184]
[0185] 其中，為經過卡爾曼濾波后的轉子位置的估算值，^和為經過卡爾曼濾波后 的滑模觀測器估算的反電動勢。
[0186] 作為一實施例，在步驟58中，由于低通濾波器的使用，其相位具有一定的滯后性， 須對相位進行滯后補償，經過卡爾曼濾波后的相位補償量為：
[0187]
[0188] 其中，Α?κ是相位補償量，ω為穩態時轉速，ω。為低通濾波器的截止頻率。
[0189] 在步驟6中，步驟5中估算出轉子轉速的估計值W與估算的轉子轉速η之間的關系 為：
[0190]
[0191] 目Ρ，所述常數為9.55。
[0192] 在步驟9中，將步驟7中輸出的q軸參考電壓和步驟8中輸出的d軸參考電壓^經 過化rk反變換，輸出兩相靜止直角坐標系α-β下的兩相控制電壓苗和具體設及W下換算 公式：
[0193]
[0194] 其中，i為估算的轉子角。
[0195] 圖6和圖7是通過圖5仿真達到的實驗結果。實驗結果表明轉速突變或負載突變時 轉角誤差幾乎為0，轉速的誤差在-6.5-3之間，轉矩的脈動在2.5-3.3之間。表明了該發明 專利所設計的融合卡爾曼的滑模觀測器在轉速突變或在負載突變的情況下，都能很好跟蹤 電動機的轉速和轉角變化，控制精度高，動態性能好，具有一定的實用性。
[0196] W上所述，僅為本發明較佳的【具體實施方式】，但本發明的保護范圍并不局限于此， 任何熟悉本技術領域的技術人員在本發明掲露的技術范圍內，可輕易想到的變化或替換， 都應涵蓋在本發明的保護范圍之內。因此，本發明的保護范圍應該W權利要求的保護范圍 為準。
【主權項】
1. 一種基于改進卡爾曼觀測器的無速度傳感器控制方法，其特征在于，包括以下步驟： 步驟1:選擇d軸參考電流/〕為0,交流永磁同步電機檢測輸出三相電流Ia、Ib和I。； 步驟2:三相電流Ia、Ib和I。經過Clark變換，輸出兩相靜止直角坐標系α-β下的兩相定子 電流ia和if!; 步驟3:兩相定子電流ia和ie經過Park變換，輸出兩相同步旋轉坐標系d-q下的兩相電流 Id 和 Iq; 步驟4:逆變器輸出的三相電壓Ua、Ub和Uc經過Clark變換，輸出兩相靜止直角坐標系α-β 下的兩相定子電壓Uci和Ufi; 步驟5:將步驟2中所得的兩相定子電流icc和if!與步驟4中所得的兩相定子電壓Ucc和up- 并輸入卡爾曼觀測器進行估算處理，估算出轉子轉速的估計值和轉子位置的估計值 步驟6:將步驟5中估算出轉子轉速的估計值乘以一常數得到估算的轉子轉速η，并將 估算的轉子轉速η與實際的轉子轉速η*進行作差，差值通過ΡΙ調節后輸出q軸參考電流 步驟7:將q軸參考電流與步驟3中得到的電流^進行作差，差值通過PI調節后輸出q軸 參考電壓 步驟8:將d軸參考電流與步驟3中得到的電流Id進行作差，差值通過PI調節后輸出d軸 參考電壓乂 j 步驟9:將步驟7中輸出的q軸參考電壓 <和步驟8中輸出的d軸參考電壓圮經過Park反 變換，輸出兩相靜止直角坐標系α-β下的兩相控制電壓'和& ; 步驟10:將兩相控制電壓<和*4進行空間矢量調制，輸出ΗΜ波形至逆變器，逆變器向 永磁同步電機輸入三相電壓Ua、Ub和Uc，從而控制永磁同步電機。2. 根據權利要求1所述的一種基于改進卡爾曼觀測器的無速度傳感器控制方法，其特 征在于，在步驟5中，具體包括以下步驟： 步驟51:將步驟4中的兩相定子電壓ua和Uf^^lSMO優化算法計算后得到電流估算值?和& ; 步驟52:將電流估算值&和&與步驟2中的兩相定子電流ia和進行作差，得到邱軸上的 電流誤差值'和.^. 步驟53:將電流誤差值?和&經過飽和函數運算及滑模增益處理后得到反電動勢ea和 ep； 步驟54:-方面，反電動勢ea和eM專送回步驟51中，加入到SM0優化算法計算中；另一方 面，反電動勢ea和ee通過低通濾波器得到滑模觀測器估算的反電動勢估計值^和 步驟55:滑模觀測器估算的反電動勢估計值；經過卡爾曼濾波后得到了經過卡爾 曼濾波后的反電動勢估計值i和 步驟56:經過卡爾曼濾波后的反電動勢估計值和I通過轉速估算得到轉子轉速的估 Λ. 計值(2> ￡ ? i 步驟57:經過卡爾曼濾波后的反電動勢估計值&和@通過位置估算得到轉子位置未補 償前的估計值^。. ? 步驟58:通過對相位進行滯后補償，得出經過卡爾曼濾波后的相位補償量Δ隊。 步驟59:將步驟57中的轉子位置未補償前的估計值&和步驟58中的相位補償量進 行求和，得到轉子位置的估計值&。3.根據權利要求2所述的一種基于改進卡爾曼觀測器的無速度傳感器控制方法，其特 征在于，在步驟51中，具體包括以下步驟： 首先，建立交流永磁同步電機在兩相靜止直角坐標系中的數學模型：其中，^為電流i在α軸上的電流值ia的導數，為電流i在β軸上的電流值ie的導數，Rs 為定子繞組電阻，Ls為等效電感，ea為滑模觀測器在α軸上的反電動勢，ee為滑模觀測器在β 軸上的反電動勢，Ua為電壓U在α軸上的電壓值，Uf!為電壓U在β軸上的電壓值； 其次，代入反電動勢方程： ea = -itf ω rsin9 (3) ep = itf ω rcos0 (4) 其中，ifc為轉子上永磁體產生的磁鏈，wr為同步轉速，Θ為轉子角位置； 再者，交流永磁同步電機在兩相靜止直角坐標系α-β中的SM0優化計算方程為：其中，4、&分別為ia、ie的估算值，k為滑模切換增益； 最后，由上述可得電流估計誤差方程：其中，1為〇軸上的電流誤差值，^為β軸上的電流誤差值。4. 根據權利要求2所述的一種基于改進卡爾曼觀測器的無速度傳感器控制方法，其特 征在于，在步驟52中，電流誤差值_4.和4的計算方程為：其中，&、?和。為〇軸上的電流誤差值、電流估算值和電流值，&、$和ie為軸上的電 流誤差值、電流估算值和電流值。5. 根據權利要求2所述的一種基于改進卡爾曼觀測器的無速度傳感器控制方法，其特 征在于，在步驟53中，反電動勢ea和ee的計算過程分別包括以下步驟： 首先，選取sat為飽和函數進行飽和函數運算，即：其次，選取李雅普諾夫函數：，.對V求導，當k>max( |ea|，|ee| )時，貝0<〇， V>0，由李雅普諾夫穩定性定理知，電流滑模觀測器是穩定的；再者，選取電流誤差為滑模切換面，則當進入滑動模態時， 時，其中，ea和ee為滑模觀測器的反電動勢，?為〇軸上的電流誤差值，&為0軸上的電流誤差 值，k為滑模切換增益。6. 根據權利要求2所述的一種基于改進卡爾曼觀測器的無速度傳感器控制方法，其特 征在于，在步驟54中，通過低通濾波器得到滑模觀測器估算的反電動勢估計值^和#的計 算過程包括： 使用低通濾波器，將不連續的開關信號轉換為等效的連續信號，相應計算公式如下：其中，^和Μ為滑模觀測器估算的反電動勢估計值，為低通濾波器的截止頻率，s為 拉普拉斯算子，&和邱為滑模觀測器的反電動勢。7. 根據權利要求6所述的一種基于改進卡爾曼觀測器的無速度傳感器控制方法，其特 征在于，在步驟54之后，還包括以下步驟： 首先，轉子位置的估計值通過以下公式求得：其中，?為轉子位置的估算值，：和q為滑模觀測器估算的反電動勢； 其次，由于低通濾波器的使用，其相位具有一定的滯后性，須對相位進行滯后補償，其 相位補償量為：其中，是相位補償量，ω為穩態時轉速，ω。為低通濾波器的截止頻率； 再者，轉子轉速的估計值通過以下公式求得：其中，么為轉子轉速估算值，&和^為滑模觀測器估算的反電動勢，為轉子上永磁體 產生的磁鏈。8. 根據權利要求2所述的一種基于改進卡爾曼觀測器的無速度傳感器控制方法，其特 征在于，在步驟55中，采用卡爾曼濾波器將得到的&和#濾波后的反電動勢&和 6\從隨機 噪聲信號中得到最優觀測，卡爾曼濾波器的狀態方程如下：其中，Kk為卡爾曼濾波器的增益，_為卡爾曼濾波器的轉子電角速度估算值，&和^為 反電動勢ea和ee通過低通濾波器得到滑模觀測器估算的反電動勢估計值，&和^為滑模觀 測器估算的反電動勢估計值1和_經過卡爾曼濾波后得到了經過卡爾曼濾波后的反電動 勢估計值。9. 根據權利要求2所述的一種基于改進卡爾曼觀測器的無速度傳感器控制方法，其特 征在于，在步驟56中，經過卡爾曼濾波后的轉子轉速的估計值通過以下公式求得：其中，為經過卡爾曼濾波后的轉子轉速估算值，&和#為經過卡爾曼濾波后的滑模 觀測器估算的反電動勢，如為轉子上永磁體產生的磁鏈。10. 根據權利要求2所述的一種基于改進卡爾曼觀測器的無速度傳感器控制方法，其特 征在于，在步驟57中，經過卡爾曼濾波后的轉子位置的估計值通過以下公式求得：其中，^^為經過卡爾曼濾波后的轉子位置的估算值，^和^為經過卡爾曼濾波后的滑 模觀測器估算的反電動勢。11. 根據權利要求2所述的一種基于改進卡爾曼觀測器的無速度傳感器控制方法，其特 征在于，在步驟58中，由于低通濾波器的使用，其相位具有一定的滯后性，須對相位進行滯 后補償，經過卡爾曼濾波后的相位補償量為：其中，Λ隊是相位補償量，ω為穩態時轉速，ω。為低通濾波器的截止頻率。
【文檔編號】H02P21/13GK106059424SQ201610631270
【公開日】2016年10月26日
【申請日】2016年8月4日
【發明人】張海剛, 張磊, 葉銀忠, 徐兵, 王步來, 萬衡, 華容, 盧建寧
【申請人】上海應用技術學院