一種基于svpwm調制方式的電流源型變頻器電網電流觀測方法
【專利摘要】本發明公開了一種基于SVPWM調制方式的電流源型變頻器電網電流觀測方法，基于電網虛擬磁鏈定義和電流源型變頻器數學模型，考慮三相電網平衡且完全正弦，電網電壓在αβ坐標系中的兩個分量為eα、eβ，Lf為濾波電感的感值，ωs為電網角頻率，Cf為濾波電容的容值，isα,isβ為電網電流在αβ坐標系下的分量，變頻器側輸出電流iwα,iwβ為變頻器側電流iwa,iwb,iwc在αβ坐標系下的分量，電網電流的觀測公式為：
【專利說明】
一種基于SVPWM調制方式的電流源型變頻器電網電流觀測 方法
技術領域
[0001] 本發明屬于變頻器控制技術領域，特別涉及一種基于SVPWM調制方式的電流源型 變頻器電網電流觀測方法。
【背景技術】
[0002] 變頻器從拓撲結構上，可分為電流源型變頻器和電壓源型變頻器。為實現相應的 控制目標，如電機轉速控制和最優化控制，電流傳感器必不可少。電流源型變頻器的拓撲結 構如圖1所示，為實現相應控制目標，目前現有技術通常是利用額外的電流傳感器來測量相 應的變量，如交流側電流、直流側電流，如圖1所示。額外的交流電流傳感器，一方面增加了 工程應用成本，另一方面也降低了系統可靠性。
【發明內容】
[0003] 本發明的目的是提供一種基于SVPWM調制方式的電流源型變頻器電網電流觀測方 法，從而實現省去交流電流傳感器的目的。
[0004] 本發明的技術方案是，一種基于SVPWM調制方式的電流源型變頻器電網電流觀測 方法，基于虛擬磁鏈定義和電流源型變頻器數學模型，考慮三相電網平衡且完全正弦，
[0005] 設電網電壓在αβ坐標系中的兩個分量為ea、efs，Lf為濾波電感的感值，〇3為電網角 頻率，C f為濾波電容的容值，isa，is{!為電網電流在αβ坐標系下的分量，變頻器側輸出電流 iwci，iwf!為變頻器側電流iwa，iwb，iw。在αβ坐標系下的分量，
[0006] 電網電流的觀測公式為：
[0007]
[0008] 1-￥1扇區中^，^山。的表達式由下表獲得：
[0010] 進一步的，采用兩個一階低通濾波器串聯來代替公式(8)中的積分器，低通濾波器 的截止頻率為ω s，對應傳遞函數為：
[0011]
(14)
[0012] 本發明從降低系統成本和提升系統可靠性出發，基于虛擬磁鏈觀測思想和電流源 型變頻器數學模型，借助變頻器直流側電流，重構電網電流觀測器。利用該觀測器的輸出值 控制變頻器實現相應的控制目標，從而實現省去交流電流傳感器的目的。
【附圖說明】
[0013] 圖1現有技術中三相電流源型變頻器拓撲結構示意圖。
[0014] 圖2.本發明的SVPffM調制空間矢量圖。
[0015]圖3 .本發明圖2中扇區I中，iwa, iwb，iwc與idc的關系不意圖。
[0016] 圖4本發明基于電網電流重構技術的電流源型變頻器控制框圖。
[0017] 圖5.在穩態下，本發明電網電流觀測值與實測值波形對比。
[0018] 圖6.在暫態下，本發明電網電流觀測值與實測值波形對比。
【具體實施方式】
[0019] 本發明在分析虛擬磁鏈觀測思想和變頻器數學模型基礎上，通過狀態重構的方 法，設計了電網電流觀測器，實現了無交流電流傳感器的控制。
[0020] 無電網電流傳感器控制技術本質是基于虛擬磁鏈觀測思想，根據直流母線電流和 開關函數來觀測電網電流。首先根據直流母線電流和開關函數估算變頻器側電流i wa，iwb， Iwc O
[0021] 根據電網虛擬磁鏈定義，考慮三相電網平衡且完全正弦，從數學角度可得到下式：
[0022]
[0023] 式（1)說明虛擬磁鏈觀測的本質是電網電壓在αβ坐標系中的兩個分量ea，e{!在數學 表達式上可以通過積分相互推導。將式（1)中的虛擬磁鏈思想應用到電網電流虛擬磁鏈和 電容電壓虛擬磁鏈中，可得：
[0024]
[0025]
[0026]設電流正方向為從電網流入變換器的方向，根據電路理論，可得圖1所示電流源型 變頻器的數學模型，兩相靜止邱坐標系下電容電壓的表達式為：
[0027]
[0028] 式中，ea，eg為電網電壓在αβ坐標系下的分量;Uca，Uce為濾波電容電壓在αβ坐標系 下的分量;Lf為濾波電感的感值;Rl為濾波電感的內阻；isa，is{!為電網電流在αβ坐標系下的 分量。
[0031] 兩相靜止αβ坐標系下電網電流的表達式為：
[0029] 由于式(4)含有微分項，不易于在數字控制器中實現，將式（1)、（2)代入式(4)中， 可得：
[0030]
[0032]
f6)
[0033] 其中，Cf為濾波電容的容值，iwa、irf為變頻器側電流，iwb，iwc在邱坐標系下的分 量，
[0034] 將式(3)代入式(6)中，可得：
[0035]
C)
[0036] 式(7)中，ω s為電網角頻率，變頻器側輸出電流iwa，iw{!可根據開關函數和直流側電 流重構。通常電流源型變頻器三相電流源型變頻器的空間電流矢量圖如圖2所示，以參考電 流矢量位于扇區I為例，分析電流重構過程，此時電流矢量作用順序為16-1^17,圖3分析 了整個開關周期內i wa，irf與直流電流的關系。設TAl6矢量的作用時間，TAl1矢量的作用 時間，Ts為變頻器開關周期。16矢量作用時，iwa=idc，iwb = -idc, iwc = 0; Il矢量作用時，iwa = id。，iwb = 0，iwc = _idc; I7矢量作用時，iwa = 0，iwb = 0，iwc = 0。故在整個開關過程中，可求出 1?34?1)41?；的平均值。按上述分析方法，可分別求出1-￥1扇區中1 1?4?1)41?；的表達式，如表1 所示。
[0037] 通過式(5)得到電容電壓，將其代入式(7)，可以得到電網電流的觀測公式為：
[0038]
[0039] 考慮實際情況，將式(8)中的積分范圍只能在t>0內，式(8)中的積分又可表示為：
[0040]
[0041] 式(9)表明，如果直接對ea，e{!積分，積分結果會引入與初值相關的直流偏置，而積 分初值往往很難確定，從而帶來控制上的誤差。為了消除直接積分引入的誤差，對ea(t)， e{! (t)運用Laplace變換可得：
[0042]
[0043]根據ea(t)，e{!(t)的關系又可得到：
[0049] 分析式（13)可知，對ea，e{!進行積分，其積分結果幅值衰減〇^倍，相角相對于ea， ee 滯后-V2。考慮采用兩個一階低通濾波器串聯來代替純積分器，低通濾波器的截止頻率為 Ws，對應傳遞函數為：
[0050]
(14)
[0051] 顯然，在截止頻率ω = 〇^處，式（14)所示的低通濾波器增益為1，相移位-V2,正 好滿足ω sJea，CosJee的要求，不但克服了純積分器引入的直流偏置，還能濾除 ea，ee中的高 頻分量。因此將電網電流觀測器(式(8))中的積分項用公式（14)來實現，即可重構電網三相 電流。基于電網電流重構技術的電流源型變頻器控制框圖如圖4所示。Matlab仿真結果如圖 5和圖6所示，其中，圖5所示為穩態下，電網電流觀測值與實測電流值波形對比，圖6所示為 暫態下，電網觀測電流值與實測電流值波形對比。
[0052]根據仿真結果分析，穩態和暫態情況下，電網電流觀測器輸出值與電網電流測量 值波形幅值、相位基本一致。綜上所述，與原有技術方案相比，本文提出的電流觀測技術完 全可以應用于電流源型變頻器的控制中，從而省去了電網電流傳感器，降低系統成本，提升 系統可靠性。
[0053] 圖4中的表1(I-VI扇區中iwa，iwb，iwc的表達式）
【主權項】
1. 一種基于SVPWM調制方式的電流源型變頻器電網電流觀測方法，其特征在于，基于電 網虛擬磁鏈定義和電流源型變頻器數學模型，考慮三相電網平衡且完全正弦，電網電流的 觀測公式為：其中，電網電壓在αβ坐標系中的兩個分量為ea、ee，Lf為濾波電感的感值，ω s為電網角頻 率，Cf為濾波電容的容值，isa，is{!為電網電流在αβ坐標系下的分量，變頻器側輸出電流i wa、 iwf!為變頻器側電流iwa，iwb，iw。在αβ坐標系下的分量。2. 如權利要求1所述的基于SVPWM調制方式的電流源型變頻器電網電流觀測方法，其特 征在于，所述iwa，iwb，iw。在I -VI扇區中的表達式由下表獲得：3. 如權利要求2所述的電流源型變頻器電網電流觀測方法，其特征在于，采用兩個一階 低通濾波器串聯來代替公式(8)中的積分器，低通濾波器的截止頻率為co s，對應傳遞函數 為：
【文檔編號】G06F19/00GK106058849SQ201610357642
【公開日】2016年10月26日
【申請日】2016年5月26日
【發明人】張亮亮, 樂小龍, 翁爽, 謝家純, 張毅, 謝珉, 陳默
【申請人】上海船舶研究設計院