一種基于采用卡爾曼濾波器的滑模觀測器的無速度傳感器控制系統的制作方法
【專利摘要】本發明公開了一種基于采用卡爾曼濾波器的滑模觀測器的無速度傳感器控制系統，包括逆變器模塊、PMSM模塊、第一Clark變換模塊、Park變換模塊、第二Clark變換模塊、卡爾曼觀測器模塊、第一比較器模塊、第一PI調節模塊、第二比較器模塊、第二PI調節模塊、第三比較器模塊、第三PI調節模塊、Park反變換模塊和SVPWM模塊，采用卡爾曼濾波器的滑模觀測器來估算轉速和轉子位置，并通過估算轉子的位置和轉子速度來控制電機的調速。本發明利用無速度傳感器控制算法代替機械傳感器，用來獲取電機轉子位置和轉速信息，以減少閉環反饋信息中的誤差，同時給與滑模觀測器控制方法計算量小，易于工程上的實現。
【專利說明】
一種基于采用卡爾曼濾波器的滑模觀測器的無速度傳感器控 制系統
技術領域
[0001] 本發明涉及無速度傳感器測速技術領域，特別涉及一種基于采用卡爾曼濾波器的 滑模觀測器的無速度傳感器控制系統。
【背景技術】
[0002] 永磁同步電機因其結構緊湊、性能可靠而在風力發電、電動汽車、船舶驅動等領域 得到了廣泛的應用。因永磁同步電機的控制通常在轉子旋轉坐標系下完成，所以為了完成 永磁同步電機的控制，需要獲取其轉子的角度和速度。其中，采用角度和速度傳感器來獲取 這一信息是一種直接的方式，然而在很多應用中，安裝角度和速度傳感器增加了安裝、維護 成本，同時由于現場環境較為惡劣，傳感器的精度容易受到震動、灰塵和油污的影響，使得 系統易受外部環境干擾，降低了系統的可靠性。
[0003] 無速度傳感器的控制系統無需檢測硬件，免去了速度傳感器帶來的種種麻煩，提 高了系統的可靠性，降低了系統的成本;另一方面，使得系統的體積減小，重量變輕，而且減 少了電機與控制器的連線。而基于無速度傳感器的永磁同步電機的轉子角度、轉速估計方 法只需檢測電機的定子電流、電壓，結合電機的模型，即可從中提取轉子的角度和速度信 息，從而省去了角度和速度傳感器，達到提高了系統的可靠性，降低成本的目的。
【發明內容】
[0004] 為了克服現有技術中的不足，本發明提出了一種易于工程實現的基于采用卡爾曼 濾波器的滑模觀測器的無速度傳感器控制系統來估算轉子的位置和轉子速度，并用于矢量 控制閉環系統中，避免在一些特殊的工作環境下機械傳感器提供的信息不準確。
[0005] 為了達到上述發明目的，解決其技術問題所采用的技術方案如下：
[0006] -種基于采用卡爾曼濾波器的滑模觀測器的無速度傳感器控制系統，包括逆變器 模塊、PMSM模塊、第一 Clark變換模塊、Park變換模塊、第二Clark變換模塊、卡爾曼觀測器模 塊、第一比較器模塊、第一 PI調節模塊、第二比較器模塊、第二PI調節模塊、第三比較器模 塊、第三PI調節模塊、Park反變換模塊和SVPWM模塊，其中：
[0007] 所述PMSM模塊，用于檢測輸出三相電流Ia、I b和I c;
[0008] 所述第一 Clark變換模塊，用于將所述PMSM模塊輸出的三相電流Ia、Ib和I。通過 Clark變換后輸出兩相靜止直角坐標系α-β下的兩相定子電流ia和
[0009] 所述Park變換模塊，用于將所述第一 Clark變換模塊輸出的兩相定子電流ia和if!通 過Park變換后輸出兩相同步旋轉坐標系d-q下的兩相電流Id和I q;
[0010] 所述第二Clark變換模塊，用于將所述逆變器模塊輸出的三相電壓Ua、Ub和Uc經過 Clark變換后輸出兩相靜止直角坐標系α-β下的兩相定子電壓ua和up;
[0011] 所述卡爾曼觀測器模塊，用于將所述第一 Clark變換模塊輸出的兩相定子電流ia 和ie和所述第二Clark變換模塊輸出的兩相定子電壓ua和ue進行估算處理，估算出轉子轉速 的估計值和轉子位置的估計值& ;
[0012] 所述第一比較器模塊，用于將所述卡爾曼觀測器模塊中估算出轉子轉速的估計值 6^乘以一常數得到估算的轉子轉速n，并將估算的轉子轉速η與實際的轉子轉速η*進行作 差運算；
[0013] 所述第一 ΡΙ調節模塊，用于將所述第一比較器模塊比較的差值通過ΡΙ調節后輸出 q軸參考電流4. 9
[0014] 所述第二比較器模塊，用于將所述第一 PI調節模塊調節后輸出q軸參考電流·/:與 所述Park變換模塊輸出的兩相電流"進行作差運算；
[0015] 所述第二PI調節模塊，用于將所述第二比較器模塊比較的差值通過PI調節后輸出 q軸參考電壓％ ,
[0016] 所述第三比較器模塊，用于將d軸參考電流與所述Park變換模塊輸出的電流Id進 行作差運算；
[0017] 所述第三PI調節模塊，用于將所述第三比較器模塊比較的差值通過PI調節后輸出 d軸參考電壓
[0018] 所述Park反變換模塊，用于將所述第二PI調節模塊輸出的q軸參考電壓 < 和所述 第三PI調節模塊輸出的d軸參考電壓< 通過Park反變換后輸出兩相靜止直角坐標系α-β下 的兩相控制電壓<和％;
[0019] 所述SVP麗模塊，用于將兩相控制電壓<和|4進行空間矢量脈寬調制，輸出Ρ麗波 形至所述逆變器模塊，所述逆變器模塊向所述PMSM模塊輸入三相電壓U a、Ub和Uc，從而控制 所述PMSM模塊。
[0020] 具體的，所述卡爾曼觀測器模塊具體包括SM0優化算法子模塊、第四比較器子模 塊、飽和函數計算子模塊、滑模增益子模塊、低通濾波器子模塊、卡爾曼濾波器子模塊、轉速 估算子模塊、位置補償子模塊、位置估算子模塊和求和模塊，其中：
[0021] 所述SM0優化算法子模塊，用于將所述第二Clark變換模塊輸出的兩相定子電壓Ua 和ue與所述滑模增益模塊處理后輸出的反電動勢ea和ee經過SM0優化算法計算后輸出電流 估算值4和& ;
[0022] 所述第四比較器子模塊，用于將所述SM0優化算法子模塊輸出的電流估算值?和& 與所述第一 Clark變換模塊輸出的兩相定子電流ia和b進行作差運算，得到邱軸上的電流誤 差值/^和/# ;
[0023] 所述飽和函數計算子模塊，用于將所述第四比較器子模塊輸出的邱軸上的電流誤 差值&和&經過飽和函數運算及所述滑模增益模塊處理后得到反電動勢ea和ee;
[0024] 所述低通濾波器子模塊，用于將所述滑模增益模塊處理后輸出的反電動勢θα和ee 通過低通濾波后得到滑模觀測器估算的反電動勢估計值I和0;
[0025] 所述卡爾曼濾波器子模塊，用于將所述低通濾波器子模塊低通濾波后得到的滑模 觀測器估算的反電動勢估計值^和#經過卡爾曼濾波后得到了經過卡爾曼濾波后的反電 動勢估計值L和
[0026] 所述轉速估算子模塊，用于將所述卡爾曼濾波器子模塊卡爾曼濾波后得到了經過 卡爾曼濾波后的反電動勢估計值通過轉速估算得到轉子轉速的估計值;
[0027] 所述位置估算子模塊，用于將所述卡爾曼濾波器子模塊卡爾曼濾波后得到了經過 卡爾曼濾波后的反電動勢估計值&和0通過位置估算得到轉子位置未補償前的估計值 Λ 心. 9
[0028] 所述位置補償子模塊，用于通過對相位進行滯后補償，得出經過卡爾曼濾波后的 相位補償量. .，
[0029] 所述求和模塊，用于將所述位置估算子模塊得到的轉子位置未補償前的估計值 和所述位置補償子模塊得到的相位補償量進行求和，得到轉子位置的估計值
[0030] 作為一實施例，所述SM0優化算法子模塊中的SM0優化算法具體包括以下計算步 驟：
[0031] 首先，建立交流永磁同步電機在兩相靜止直角坐標系α-β中的數學模型：
[0034]其中，^為電流i在〇軸上的電流值iα的導數，&為電流i在β軸上的電流值iβ的導 數，Rs為定子繞組電阻，Ls為等效電感，ea為滑模觀測器在α軸上的反電動勢，ee為滑模觀測 器在β軸上的反電動勢，ua為電壓U在α軸上的電壓值，ue為電壓U在β軸上的電壓值；
[0035]其次，代入反電動勢方程：
[0036] ea = -itf ω rsin9 (3)
[0037] Θβ = Φ? ω rcos0 (4)
[0038] 其中，Φ?為轉子上永磁體產生的磁鏈，cor為同步轉速，θ為轉子角位置；
[0039] 再者，交流永磁同步電機在兩相靜止直角坐標系α-β中的SM0優化計算方程為：
[0042] 其中，&分別為ia、ifs的估算值，k為滑模切換增益；
[0043] 最后，由上述可得電流估計誤差方程：
[0046] 其中，.為α軸上的電流誤差值，_&為β軸上的電流誤差值。
[0047] 作為一實施例，所述第四比較器子模塊中的電流誤差值?和&的計算方程為：
[0048] （9)
[0049] (1〇)
[0050] 其中，&、'和ia為α軸上的電流誤差值、電流估算值和電流值，&和ie為β軸 上的電流誤差值、電流估算值和電流值。
[0051] 作為一實施例，所述飽和函數計算子模塊中的反電動勢ea和ee的計算過程分別包 括以下步驟：
[0052] 首先，選取sat為飽和函數進行飽和函數運算，即：
[0054] 其次，選取李雅普諾夫函數：
對V求導，當k>max( | ea |，| eg | )時，貝lj F < 0，V>0，由李雅普諾夫穩定性定理知，電流滑模觀測器是穩定的；
[0055] 再者，選取電流誤差為滑模切換面，則當進入滑動模態時，有1=0，/,=0和
[0056] e. = ksal{iu) (12)
[0057] c^ksaKi,,) (13)
[0058] 其中，ea和ee為滑模觀測器的反電動勢，Ζ·β為α軸上的電流誤差值，&為β軸上的電 流誤差值，k為滑模切換增益。
[0059] 作為一實施例，所述低通濾波器子模塊中通過低通濾波器得到滑模觀測器估算的 反電動勢估計值&和#的計算過程包括：
[0060] 使用低通濾波器，將不連續的開關信號轉換為等效的連續信號，相應計算公式如 下：
[0063] 其中，和#為滑模觀測器估算的反電動勢估計值，《。為低通濾波器的截止頻 率，s為拉普拉斯算子，e。和ee為滑模觀測器的反電動勢。
[0064] 作為一實施例，所述低通濾波器子模塊中還包括以下計算步驟：
[0065] 首先，轉子位置的估計值通過以下公式求得：
[0067] 其中，&為轉子位置的估算值，^和^為滑模觀測器估算的反電動勢；
[0068] 其次，由于低通濾波器的使用，其相位具有一定的滯后性，須對相位進行滯后補 償，其相位補償量為：
[0070] 其中，是相位補償量，ω為穩態時轉速，ω。為低通濾波器的截止頻率；
[0071] 再者，轉子轉速的估計值通過以下公式求得：
[0073] 其中，@為轉子轉速估算值，^和^為滑模觀測器估算的反電動勢，如為轉子上永 磁體產生的磁鏈。
[0074] 作為一實施例，所述卡爾曼濾波器子模塊中采用卡爾曼濾波器將得到的&和#濾 波后的反電動勢&和人隨機噪聲信號中得到最優觀測，卡爾曼濾波器的狀態方程如下：
[0078]其中，Kk為卡爾曼濾波器的增益，欲為卡爾曼濾波器的轉子電角速度估算值，1和 q為反電動勢ea和ee通過低通濾波器得到滑模觀測器估算的反電動勢估計值，I和^為滑 模觀測器估算的反電動勢估計值^和^經過卡爾曼濾波后得到了經過卡爾曼濾波后的反 電動勢估計值。
[0079]作為一實施例，所述轉速估算子模塊中經過卡爾曼濾波后的轉子轉速的估計值通 過以下公式求得：
[0081] 其中，.為經過卡爾曼濾波后的轉子轉速估算值，&和q為經過卡爾曼濾波后的 滑模觀測器估算的反電動勢，為轉子上永磁體產生的磁鏈。
[0082] 作為一實施例，所述位置估算子模塊中經過卡爾曼濾波后的轉子位置的估計值通 過以下公式求得：
[0084] 其中，^為經過卡爾曼濾波后的轉子位置的估算值，I和@為經過卡爾曼濾波后 的滑模觀測器估算的反電動勢。
[0085] 作為一實施例，所述位置補償子模塊中，由于低通濾波器的使用，其相位具有一定 的滯后性，須對相位進行滯后補償，經過卡爾曼濾波后的相位補償量為：
[0087] 其中，Δ&是相位補償量，ω為穩態時轉速，ω。為低通濾波器的截止頻率。
[0088] 本發明由于采用以上技術方案，使之與現有技術相比，具有以下的優點和積極效 果：
[0089] 1、本發明一種基于采用卡爾曼濾波器的滑模觀測器的無速度傳感器控制系統，實 現了永磁同步電機的高精度無速度傳感器控制，代替了傳統的機械傳感器，減少了系統的 體積和成本，增加了系統的可靠性，并擴展永磁同步電機的應用范圍；
[0090] 2、本發明一種基于采用卡爾曼濾波器的滑模觀測器的無速度傳感器控制系統，能 有效抑制滑膜變結構控制引入的高頻抖振，同時兼有滑模變結構控制響應迅速、無需系統 辨識等優點以及擴展卡爾曼濾波抗隨機干擾和噪聲能力強、可實時參數更新等優點；
[0091] 3、本發明對永磁同步電機控制系統的數學模型的精度要求不高，對系統參數不確 定性、外界擾動有著自適應性和較強的魯棒性，在對永磁同步電機控制中有著優良的動、靜 態特性；
[0092] 4、本發明中的卡爾曼濾波器不僅對由于電機參數誤差造成的估算誤差，有著很好 的消除作用，而且可以濾除反電動勢中的紋波分量，具有較強的魯棒性，使得永磁同步電機 的控制系統有更好的穩態效果和動態響應；
[0093] 5、本發明具有低成本、控制算法簡單、轉速及位置的估算速度及精度高等優點。
【附圖說明】
[0094] 為了更清楚地說明本發明實施例的技術方案，下面將對實施例描述中所需要使用 的附圖作簡單的介紹。顯而易見，下面描述中的附圖僅僅是本發明的一些實施例，對于本領 域技術人員來講，在不付出創造性勞動的前提下，還可以根據這些附圖獲得其他的附圖。附 圖中：
[0095] 圖1是本發明一種基于采用卡爾曼濾波器的滑模觀測器的無速度傳感器控制系統 中滑模變結構控制系統的運動過程圖；
[0096] 圖2是本發明一種基于采用卡爾曼濾波器的滑模觀測器的無速度傳感器控制系統 中無速度傳感器控制框圖；
[0097] 圖3是本發明一種基于采用卡爾曼濾波器的滑模觀測器的無速度傳感器控制系統 中卡爾曼觀測器結構圖；
[0098] 圖4是本發明一種基于采用卡爾曼濾波器的滑模觀測器的無速度傳感器控制系統 所對應的系統仿真圖；
[0099] 圖5是本發明一種基于采用卡爾曼濾波器的滑模觀測器的無速度傳感器控制系統 中轉速突變時的仿真波形圖；
[0100] 圖6是本發明一種基于采用卡爾曼濾波器的滑模觀測器的無速度傳感器控制系統 中轉矩突變時的仿真波形圖。
[0101] 【主要符號標記】
[0102] 1-逆變器模塊；
[0103] 2-PMSM 模塊；
[0104] 3-第一 Clark變換模塊；
[0105] 4-Park 變換模塊；
[0106] 5-第二Clark變換模塊；
[0107] 6-卡爾曼觀測器模塊；
[0108] 7-第一比較器模塊；
[0109] 8-第一 PI調節模塊；
[0110] 9-第二比較器模塊；
[0111] 10-第二PI調節模塊；
[0112] 11-第三比較器模塊；
[0113] 12-第三PI調節模塊；
[0114] 13-Park反變換模塊；
[0115] 14-SVPWM 模塊；
[0116] 61-SM0優化算法子模塊；
[0117] 62-第四比較器子模塊；
[0118] 63-飽和函數計算子模塊；
[0119] 64-滑模增益子模塊；
[0120] 65-低通濾波器子模塊；
[0121] 66-卡爾曼濾波器子模塊；
[0122] 67-轉速估算子模塊；
[0123] 68-位置補償子模塊；
[0124] 69-位置估算子模塊；
[0125] 610-求和模塊。
【具體實施方式】
[0126] 以下將結合本發明的附圖，對本發明實施例中的技術方案進行清楚、完整的描述 和討論，顯然，這里所描述的僅僅是本發明的一部分實例，并不是全部的實例，基于本發明 中的實施例，本領域普通技術人員在沒有做出創造性勞動的前提下所獲得的所有其他實施 例，都屬于本發明的保護范圍。
[0127] 參見圖1，本發明專利中的現在考慮一般的情況，存在一個切換面s(X) = s(X1， X2, · · ·，Xn)=0,它將X = f(X)(xeRn)這個系統的狀態空間分成上下兩個部分s>0和S〈0。 如圖1所示，在切換面上有3種情況的運動點。點A為通常點，當到達切換面S = 0附近時，運動 點穿越點A而過;點B為起始點，當到達切換面s = 0附近時，運動點從切換面兩邊離開點B;點 C為終止點，當到達切換面s = 0附近時，運動點從切換面兩邊趨近于點C。
[0128] 在滑模變結構中，終止點有著特殊的意義，而起始點與通常點基本沒有什么意義。 當運動點在切換面上的某一段區域內都是終止點的時候，且一旦趨向于該區域時就會在此 區域內運動。此時，稱此區域為"滑動模態"區即"滑模"區，系統在此區域的運動叫做"滑模 ?動。
[0129] 結合圖2,本發明公開了一種基于采用卡爾曼濾波器的滑模觀測器的無速度傳感 器控制系統，包括逆變器模塊l、PMSM(Permanent Magnet Synchronous Motor，永磁同步電 機)模塊2、第一 Clark變換模塊3、Park變換模塊4、第二Clark變換模塊5、卡爾曼觀測器模塊 6、第一比較器模塊7、第一 PI調節模塊8、第二比較器模塊9、第二PI調節模塊10、第三比較器 模塊11、第三PI調節模塊12、Park反變換模塊13和SVPWM(Space Vector Pulse Width Modu lat i on，空間矢量脈寬調制)模塊14，其中：
[0130] 所述PMSM模塊2,用于檢測輸出三相電流Ia、Ib和Ic;
[0131] 所述第一 Clark變換模塊3,用于將所述PMSM模塊2輸出的三相電流Ia、Ib和1。通過 Clark變換后輸出兩相靜止直角坐標系α-β下的兩相定子電流ia和
[0132] 所述Park變換模塊4,用于將所述第一 Clark變換模塊3輸出的兩相定子電流ia和ie 通過Park變換后輸出兩相同步旋轉坐標系d-q下的兩相電流Id和Iq;
[0133] 所述第二Clark變換模塊5,用于將所述逆變器模塊1輸出的三相電壓Ua、U b和Uc經 過Clark變換后輸出兩相靜止直角坐標系α-β下的兩相定子電壓ua和up;
[0134] 所述卡爾曼觀測器模塊6,用于將所述第一Clark變換模塊3輸出的兩相定子電流 ia和ie和所述第二Clark變換模塊5輸出的兩相定子電壓ua和ue進行估算處理，估算出轉子 轉速的估計值6&和轉子位置的估計值;
[0135] 所述第一比較器模塊7,用于將所述卡爾曼觀測器模塊6中估算出轉子轉速的估計 值^^乘以一常數得到估算的轉子轉速n，并將估算的轉子轉速η與實際的轉子轉速η*進行作 差運算；
[0136] 所述第一 ΡΙ調節模塊8,用于將所述第一比較器模塊7比較的差值通過ΡΙ調節后輸 出q軸參考電流4 . 9
[0137] 所述第二比較器模塊9,用于將所述第一PI調節模塊8調節后輸出q軸參考電流< 與所述Park變換模塊4輸出的兩相電流^進行作差運算；
[0138] 所述第二PI調節模塊10,用于將所述第二比較器模塊9比較的差值通過PI調節后 輸出q軸參考電壓. 9
[0139] 所述第三比較器模塊11，用于將d軸參考電流與所述Park變換模塊4輸出的電流 Id進行作差運算；
[0140]所述第三PI調節模塊12,用于將所述第三比較器模塊11比較的差值通過PI調節后 輸出d軸參考電壓〃f/ . $
[0141] 所述Park反變換模塊13,用于將所述第二PI調節模塊10輸出的q軸參考電壓《;和 所述第三PI調節模塊12輸出的d軸參考電壓乂通過Park反變換后輸出兩相靜止直角坐標系 下的兩相控制電壓w〔和〃 \
[0142] 所述SVPWM模塊14，用于將兩相控制電壓< 和<進行空間矢量脈寬調制，輸出PWM 波形至所述逆變器模塊1，所述逆變器模塊1向所述PMSM模塊2輸入三相電壓Ua、Ub和Uc，從而 控制所述PMSM模塊2。
[0143] 在所述第一Clark變換模塊3中，將三相電流Ia、Ib和I。經過Clark變換，輸出兩相靜 止直角坐標系下的兩相定子電流和ie具體涉及的換算公式如下：
[0145]在所述Park變換模塊4中，將兩相定子電流ia和經過Park變換，輸出兩相同步旋 轉坐標系d-q下的兩相電流Id和Iq具體涉及的換算公式如下：
[0147] 其中，|為估算的轉子角。
[0148] 在所述第二Clark變換模塊5中，將所述逆變器模塊1輸出的三相電壓Ua、Ub和Uc經 過Clark變換，輸出兩相靜止直角坐標系α-β下的兩相定子電壓u a和ue具體涉及的換算公式 如下：
[0150] 進一步的，結合圖3,所述卡爾曼觀測器模塊6具體包括SM0(Sliding mode observer，滑模觀測器)優化算法子模塊61、第四比較器子模塊62、飽和函數計算子模塊63、 滑模增益子模塊64、低通濾波器子模塊65、卡爾曼濾波器子模塊66、轉速估算子模塊67、位 置補償子模塊68、位置估算子模塊69和求和模塊610，其中：
[0151] 所述SM0優化算法子模塊61，用于將所述第二Clark變換模塊5輸出的兩相定子電 壓Ua和Ue與所述滑模增益模塊64處理后輸出的反電動勢ea和e e經過SMO優化算法計算后輸 出電流估算值&和& ;
[0152]所述第四比較器子模塊62,用于將所述SM0優化算法子模塊61輸出的電流估算值 4和&與所述第一 Clark變換模塊3輸出的兩相定子電流ia和ie進行作差運算，得到αβ軸上 的電流誤差值?和&
[0153]所述飽和函數計算子模塊63,用于將所述第四比較器子模塊62輸出的邱軸上的電 流誤差值t和^經過飽和函數運算及所述滑模增益模塊64處理后得到反電動勢ea和ee;
[0154] 所述低通濾波器子模塊65,用于將所述滑模增益模塊64處理后輸出的反電動勢& 和ee通過低通濾波后得到滑模觀測器估算的反電動勢估計值&和4 :
[0155] 所述卡爾曼濾波器子模塊66,用于將所述低通濾波器子模塊65低通濾波后得到的 滑模觀測器估算的反電動勢估計值&和#經過卡爾曼濾波后得到了經過卡爾曼濾波后的 反電動勢估計值L和Ο;
[0156]所述轉速估算子模塊67,用于將所述卡爾曼濾波器子模塊66卡爾曼濾波后得到了 經過卡爾曼濾波后的反電動勢估計值和通過轉速估算得到轉子轉速的估計值;
[0157] 所述位置估算子模塊69,用于將所述卡爾曼濾波器子模塊66卡爾曼濾波后得到了 經過卡爾曼濾波后的反電動勢估計值&和^通過位置估算得到轉子位置未補償前的估計 值 9
[0158] 所述位置補償子模塊68,用于通過對相位進行滯后補償，得出經過卡爾曼濾波后 的相位補償量δΙ .
[0159] 所述求和模塊610,用于將所述位置估算子模塊69得到的轉子位置未補償前的估 計值<￡和所述位置補償子模塊68得到的相位補償量進行求和，得到轉子位置的估計 值 。
[0160]作為一實施例，所述SM0優化算法子模塊61中的SM0優化算法具體包括以下計算步 驟：
[0161]首先，建立交流永磁同步電機在兩相靜止直角坐標系α-β中的數學模型：
*
[0164]其中，/為電流i在α軸上的電流值。的導數，/為電流i在β軸上的電流值b的導 α μ 數，Rs為定子繞組電阻，Ls為等效電感，ea為滑模觀測器在α軸上的反電動勢，ee為滑模觀測 器在β軸上的反電動勢，Ua為電壓U在α軸上的電壓值，Uf!為電壓U在β軸上的電壓值；
[0165] 其次，代入反電動勢方程：
[0166] ea = -itf ω rsin9 (3)
[0167] Θβ = Φ? ω rcos0 (4)
[0168] 其中，Φ?為轉子上永磁體產生的磁鏈，cor為同步轉速，θ為轉子角位置；
[0169] 再者，交流永磁同步電機在兩相靜止直角坐標系α-β中的SM0優化計算方程為：
[0172] 其中，/、/分別為ia、ifs的估算值，k為滑模切換增益； (X p
[0173] 最后，由上述可得電流估計誤差方程：
[0176] 其中，?α.為a軸上的電流誤差值，&為0軸上的電流誤差值。
[0177] 作為一實施例，所述第四比較器子模塊62中的電流誤差值4和&的計算方程為： 則 〇 （9)
[0179] ?β=，Ιβ-?β (10)
[0180] 其中，?、￡和^為a軸上的電流誤差值、電流估算值和電流值，b、&和ie為β軸 上的電流誤差值、電流估算值和電流值。
[0181] 作為一實施例，所述飽和函數計算子模塊63中的反電動勢ea和ee的計算過程分別 包括以下步驟：
[0182] 首先，選取sat為飽和函數進行飽和函數運算，即：
[0184]其次，選取李雅普諾夫函數：
，對V求導，當k>max(|ea|，|郎|)時，則 f <〇，V>0，由李雅普諾夫穩定性定理知，電流滑模觀測器是穩定的；
[0185] 再者，選取電流誤差為滑模切換面，則當進入滑動模態時，有/"=0，/,,=0和
[0186] =： Lsai (/,) (12)
[0187] e.^ksaHj,,) (13)
[0188] 其中，ea和ee為滑模觀測器的反電動勢，?為α軸上的電流誤差值，％為β軸上的電 流誤差值，k為滑模切換增益。
[0189] 作為一實施例，所述低通濾波器子模塊65中通過低通濾波器得到滑模觀測器估算 的反電動勢估計值^和％的計算過程包括：
[0190]使用低通濾波器，將不連續的開關信號轉換為等效的連續信號，相應計算公式如 下：
[0193] 其中，^和以.為滑模觀測器估算的反電動勢估計值，ω。為低通濾波器的截止頻 率，S為拉普拉斯算子，ea和ee為滑模觀測器的反電動勢。
[0194] 作為一實施例，所述低通濾波器子模塊65中還包括以下計算步驟：
[0195] 首先，轉子位置的估計值通過以下公式求得：
[0197] 其中4為轉子位置的估算值，&和'為滑模觀測器估算的反電動勢；
[0198] 其次，由于低通濾波器的使用，其相位具有一定的滯后性，須對相位進行滯后補 償，其相位補償量為：
[0200]其中，是相位補償量，ω為穩態時轉速，ω。為低通濾波器的截止頻率；
[0201]再者，轉子轉速的估計值通過以下公式求得：
[0203] 其中，μ為轉子轉速估算值，&和#為滑模觀測器估算的反電動勢，為轉子上永 磁體產生的磁鏈。
[0204] 由于系統有高頻紋波存在，利用低通濾波器對反電動勢進行濾波，不能很好的濾 除估算誤差和紋波分量，而卡爾曼濾波器不僅對由于電機參數誤差造成的估算誤差，有著 很好的消除作用，而且可以濾除反電動勢中的紋波分量，具有較強的魯棒性，使得永磁同步 電機的控制系統有更好的穩態效果和動態響應。利用一階低通濾波器對其進行低通濾波， 得到連續的反電動勢為&和2/^在高性能的電機應用中，和#是不能直接利用的，因為 估算的反電動勢&和2/;中含有測量噪聲，因而采用卡爾曼濾波器將得到的&和#濾波后 的反電動勢％和人隨機噪聲信號中得到最優觀測。作為一實施例，所述卡爾曼濾波器子 模塊66中采用卡爾曼濾波器將得到的；^和#濾波后的反電動勢&和#從隨機噪聲信號 W f 中得到最優觀測，卡爾曼濾波器的狀態方程如下：
[0208] 其中，Kk為卡爾曼濾波器的增益，你為卡爾曼濾波器的轉子電角速度估算值，& 和％為反電動勢e。和郎通過低通濾波器得到滑模觀測器估算的反電動勢估計值，^和&為 滑模觀測器估算的反電動勢估計值&和^經過卡爾曼濾波后得到了經過卡爾曼濾波后的 反電動勢估計值。
[0209] 作為一實施例，所述轉速估算子模塊67中經過卡爾曼濾波后的轉子轉速的估計值 通過以下公式求得：
[0211] 其中，為經過卡爾曼濾波后的轉子轉速估算值，％和#為經過卡爾曼濾波后的 滑模觀測器估算的反電動勢，為轉子上永磁體產生的磁鏈。
[0212] 作為一實施例，所述位置估算子模塊69中經過卡爾曼濾波后的轉子位置的估計值 通過以下公式求得：
[0214] 其中，為經過卡爾曼濾波后的轉子位置的估算值，e"和#為經過卡爾曼濾波后 的滑模觀測器估算的反電動勢。
[0215] 作為一實施例，所述位置補償子模塊68中，由于低通濾波器的使用，其相位具有一 定的滯后性，須對相位進行滯后補償，經過卡爾曼濾波后的相位補償量為：
[0217] 其中，么&是相位補償量，ω為穩態時轉速，ω c為低通濾波器的截止頻率。
[0218] 所述第一比較器模塊7中，所述卡爾曼觀測器模塊6估算出轉子轉速的估計值$與 估算的轉子轉速η之間的關系為：
[0220] 即，所述常數為9.55。
[0221] 在所述Park反變換模塊13中，將所述第二PI調節模塊10中輸出的q軸參考電壓< 和所述第三PI調節模塊12中輸出的d軸參考電壓'經過Park反變換，輸出兩相靜止直角坐 標系下的兩相控制電壓《1和4具體涉及以下換算公式：
[0223] 其中，I為估算的轉子角。
[0224] 圖5和圖6是通過圖4仿真達到的實驗結果。實驗結果表明轉速突變或負載突變時 轉角誤差幾乎為〇，轉速的誤差在-6.5-3之間，轉矩的脈動在2.5-3.3之間。表明了該發明 專利所設計的融合卡爾曼的滑模觀測器在轉速突變或在負載突變的情況下，都能很好跟蹤 電動機的轉速和轉角變化，控制精度高，動態性能好，具有一定的實用性。
[0225] 以上所述，僅為本發明較佳的【具體實施方式】，但本發明的保護范圍并不局限于此， 任何熟悉本技術領域的技術人員在本發明揭露的技術范圍內，可輕易想到的變化或替換， 都應涵蓋在本發明的保護范圍之內。因此，本發明的保護范圍應該以權利要求的保護范圍 為準。
【主權項】
1. 一種基于采用卡爾曼濾波器的滑模觀測器的無速度傳感器控制系統，其特征在于， 包括逆變器模塊、PMSM模塊、第一 Clark變換模塊、Park變換模塊、第二Clark變換模塊、卡爾 曼觀測器模塊、第一比較器模塊、第一 PI調節模塊、第二比較器模塊、第二PI調節模塊、第三 比較器模塊、第三PI調節模塊、Park反變換模塊和SVPffM模塊，其中： 所述PMSM模塊，用于檢測輸出三相電流Ia、Ib和Ic; 所述第一 Clark變換模塊，用于將所述PMSM模塊輸出的三相電流Ia、Ib和1。通過Clark變 換后輸出兩相靜止直角坐標系α-β下的兩相定子電流ia和ie; 所述Park變換模塊，用于將所述第一 Clark變換模塊輸出的兩相定子電流ia和ip通過 Park變換后輸出兩相同步旋轉坐標系d-q下的兩相電流Id和Iq; 所述第二Clark變換模塊，用于將所述逆變器模塊輸出的三相電壓Ua、Ub和Uc經過Clark 變換后輸出兩相靜止直角坐標系下的兩相定子電壓Ua和up; 所述卡爾曼觀測器模塊，用于將所述第一 Clark變換模塊輸出的兩相定子電流ia和和 所述第二Clark變換模塊輸出的兩相定子電壓Ua和up進行估算處理，估算出轉子轉速的估計 值@￡和轉子位置的估計值; 所述第一比較器模塊，用于將所述卡爾曼觀測器模塊中估算出轉子轉速的估計值^^乘 以一常數得到估算的轉子轉速n，并將估算的轉子轉速η與實際的轉子轉速η*進行作差運 算； 所述第一 PI調節模塊，用于將所述第一比較器模塊比較的差值通過PI調節后輸出q軸 參考電流4 . 9 所述第二比較器模塊，用于將所述第一PI調節模塊調節后輸出q軸參考電流?與所述 Park變換模塊輸出的兩相電流^進行作差運算； 所述第二PI調節模塊，用于將所述第二比較器模塊比較的差值通過PI調節后輸出q軸 參考電壓％. 所述第三比較器模塊，用于將d軸參考電流/〗與所述Park變換模塊輸出的電流Id進行作 差運算； 所述第三PI調節模塊，用于將所述第三比較器模塊比較的差值通過PI調節后輸出d軸 參考電壓?々.:丨 所述Park反變換模塊，用于將所述第二PI調節模塊輸出的q軸參考電壓 < 和所述第三 PI調節模塊輸出的d軸參考電壓《：：通過Park反變換后輸出兩相靜止直角坐標系α-β下的兩 相控制電壓.M=和％ 所述SVPffM模塊，用于將兩相控制電壓<和^進行空間矢量脈寬調制，輸出PffM波形至所 述逆變器模塊，所述逆變器模塊向所述PMSM模塊輸入三相電壓Ua、Ub和Uc，從而控制所述 PMSM模塊。2. 根據權利要求1所述的一種基于采用卡爾曼濾波器的滑模觀測器的無速度傳感器控 制系統，其特征在于，所述卡爾曼觀測器模塊具體包括SMO優化算法子模塊、第四比較器子 模塊、飽和函數計算子模塊、滑模增益子模塊、低通濾波器子模塊、卡爾曼濾波器子模塊、轉 速估算子模塊、位置補償子模塊、位置估算子模塊和求和模塊，其中： 所述SMO優化算法子模塊，用于將所述第二Clark變換模塊輸出的兩相定子電壓Ua和Ue 與所述滑模增益模塊處理后輸出的反電動勢ea和ee經過SMO優化算法計算后輸出電流估算 值4和V; 所述第四比較器子模塊，用于將所述SMO優化算法子模塊輸出的電流估算值4和&與所 述第一 Clark變換模塊輸出的兩相定子電流ia和進行作差運算，得到邱軸上的電流誤差值 所述飽和函數計算子模塊，用于將所述第四比較器子模塊輸出的αβ軸上的電流誤差值 &和$經過飽和函數運算及所述滑模增益模塊處理后得到反電動勢~和ee; 所述低通濾波器子模塊，用于將所述滑模增益模塊處理后輸出的反電動勢ea和ee通過 低通濾波后得到滑模觀測器估算的反電動勢估計值i和^; 所述卡爾曼濾波器子模塊，用于將所述低通濾波器子模塊低通濾波后得到的滑模觀測 器估算的反電動勢估計值^和#經過卡爾曼濾波后得到了經過卡爾曼濾波后的反電動勢 估計值％和辦； 所述轉速估算子模塊，用于將所述卡爾曼濾波器子模塊卡爾曼濾波后得到了經過卡爾 曼濾波后的反電動勢估計值％和@通過轉速估算得到轉子轉速的估計值 所述位置估算子模塊，用于將所述卡爾曼濾波器子模塊卡爾曼濾波后得到了經過卡爾 曼濾波后的反電動勢估計值I和^通過位置估算得到轉子位置未補償前的估計值; 所述位置補償子模塊，用于通過對相位進行滯后補償，得出經過卡爾曼濾波后的相位 補償量Δ隊， 9 所述求和模塊，用于將所述位置估算子模塊得到的轉子位置未補償前的估計值.和所 述位置補償子模塊得到的相位補償量Δ?λ進行求和，得到轉子位置的估計值。3.根據權利要求2所述的一種基于采用卡爾曼濾波器的滑模觀測器的無速度傳感器控 制系統，其特征在于，所述SMO優化算法子模塊中的SMO優化算法具體包括以下計算步驟： 首先，建立交流永磁同步電機在兩相靜止直角坐標系中的數學模型：其中，^為電流i在α軸上的電流值ia的導數，為電流i在β軸上的電流值ie的導數，Rs 為定子繞組電阻，Ls為等效電感，ea為滑模觀測器在α軸上的反電動勢，邱為滑模觀測器在β 軸上的反電動勢，Ua為電壓U在α軸上的電壓值，Ufi為電壓U在β軸上的電壓值； 其次，代入反電動勢方程： ea = -itf ω rsin0 (3) ep = itf ω rcosB (4) 其中，ifc為轉子上永磁體產生的磁鏈，wr為同步轉速，θ為轉子角位置； 再者，交流永磁同步電機在兩相靜止直角坐標系α-β中的SMO優化計算方程為：其中，& " &分別為ia、ie的估算值，k為滑模切換增益； 最后，由上述可得電流估計誤差方程：其中，1為〇軸上的電流誤差值，&為β軸上的電流誤差值。4. 根據權利要求2所述的一種基于采用卡爾曼濾波器的滑模觀測器的無速度傳感器控 制系統，其特征在于，所述第四比較器子模塊中的電流誤差值4和&的計算方程為：其中，?、?和k為a軸上的電流誤差值、電流估算值和電流值，'和ie為β軸上的 電流誤差值、電流估算值和電流值。5. 根據權利要求2所述的一種基于采用卡爾曼濾波器的滑模觀測器的無速度傳感器控 制系統，其特征在于，所述飽和函數計算子模塊中的反電動勢ea和ee的計算過程分別包括 以下步驟： 首先，選取sat為飽和函數進行飽和函數運算，即：其次，選取李雅普諾夫函_:寸V求導，當k>max( I ea I，I θβ I )時，則< O，K > O，由李雅普諾夫穩定性定理知，電流滑模觀測器是穩定的： 再者，選取電流誤差為滑模切換面，則當進入滑動模態時，有 時，其中，ea和ee為滑模觀測器的反電動勢，&為α軸上的電流誤差值，:2#為0軸上的電流誤差 值，k為滑模切換增益。6. 根據權利要求2所述的一種基于采用卡爾曼濾波器的滑模觀測器的無速度傳感器控 制系統，其特征在于，所述低通濾波器子模塊中通過低通濾波器得到滑模觀測器估算的反 電動勢估計值L和Μ的計算過程包括： 伸用低誦濾被器,將不連續的開關信號轉換為等效的連續信號，相應計算公式如下：#中，為渭模觀?則K古算:白勺&#云力勢估i十值，濾波I白勺頻率，S為 拉普拉斯算子，&和邱為滑模觀測器的反電動勢。7. 根據權利要求6所述的一種基于采用卡爾曼濾波器的滑模觀測器的無速度傳感器控 制系統，其特征在于，所述低通濾波器子模塊中還包括以下計算步驟： 首先，轉子位置的估計值通過以下公式求得：A 其中，I為轉子位置的估算值，'和_為滑模觀測器估算的反電動勢； 其次，由于低通濾波器的使用，其相位具有一定的滯后性，須對相位進行滯后補償，其 相位補償量為：其中，Δ|是相位補償量，ω為穩態時轉速，ω。為低通濾波器的截止頻率； 再者，轉子轉速的估計值通過以下公式求得：其中為轉子轉速估算值，1和i為滑模觀測器估算的反電動勢，￥為轉子上永磁體 產生的磁鏈。8. 根據權利要求2所述的一種基于采用卡爾曼濾波器的滑模觀測器的無速度傳感器控 制系統，其特征在于，所述卡爾曼濾波器子模塊中采用卡爾曼濾波器將得到的^和#濾波 后的反電動勢&和:6\從隨機噪聲信號中得到最優觀測，卡爾曼濾波器的狀態方程如下：其中，Kk為卡爾曼濾波器的增益，_為卡爾曼濾波器的轉子電角速度估算值，&和^為 反電動勢ea和ee通過低通濾波器得到滑模觀測器估算的反電動勢估計值，1和^為滑模觀 測器估算的反電動勢估計值1和#經過卡爾曼濾波后得到了經過卡爾曼濾波后的反電動 勢估計值。9. 根據權利要求2所述的一種基于采用卡爾曼濾波器的滑模觀測器的無速度傳感器控 制系統，其特征在于，所述轉速估算子模塊中經過卡爾曼濾波后的轉子轉速的估計值通過 以下公式求得：其中為經過卡爾曼濾波后的轉子轉速估算值，和#為經過卡爾曼濾波后的滑模 觀測器估算的反電動勢，如為轉子上永磁體產生的磁鏈。10. 根據權利要求2所述的一種基于采用卡爾曼濾波器的滑模觀測器的無速度傳感器 控制系統，其特征在于，所述位置估算子模塊中經過卡爾曼濾波后的轉子位置的估計值通 過以下公式求得：其中，纟^(為經過卡爾曼濾波后的轉子位置的估算值，I和#為經過卡爾曼濾波后的滑 模觀測器估算的反電動勢。11. 根據權利要求2所述的一種基于采用卡爾曼濾波器的滑模觀測器的無速度傳感器 控制系統，其特征在于，所述位置補償子模塊中，由于低通濾波器的使用，其相位具有一定 的滯后性，須對相位進行滯后補償，經過卡爾曼濾波后的相位補償量為：其中，Δ隊是相位補償量，ω為穩態時轉速，ω。為低通濾波器的截止頻率。
【文檔編號】H02P21/00GK106026817SQ201610631286
【公開日】2016年10月12日
【申請日】2016年8月4日
【發明人】張海剛, 張磊, 葉銀忠, 徐兵, 王步來, 萬衡, 華容, 盧建寧
【申請人】上海應用技術學院