一種無位置傳感器無刷直流電機的無硬件濾波換相方法
【專利摘要】一種無位置傳感器無刷直流電機的無硬件濾波換相方法，涉及無刷直流電機控制技術領域，采用H_ON?L_PWM調制方式，步驟如下：判斷電機驅動逆變器下橋PWM是否為導通狀態；若為“是”，根據公式：進行判斷；上橋臂換相時、計算關斷相續流持續時間tu，下橋臂換相時、計算關斷相續流持續時間td，隨后換相；采用本發明的直流電機控制器，在功能達到預定需求的情況下可省去硬件濾波電路部分，降低成本、節約空間，且可避開PWM開關噪聲和換相時電流續流噪聲的干擾。
【專利說明】
一種無位置傳感器無刷直流電機的無硬件濾波換相方法
技術領域
[0001] 本發明涉及無刷直流電機控制技術領域，詳細的講是一種電機反電動勢過零點判 斷精準、電機三相換相時刻正確、能夠通過軟件濾除干擾的無位置傳感器無刷直流電機的 無硬件濾波換相方法。
【背景技術】
[0002] 無刷直流電機結構簡單且穩定可靠，與傳統的有刷直流電機相比，其安全、無火花 且效率更高，但由于位置傳感器的安裝既增加了電機的體積、提高了成本，又會增加信號線 的數量，使電機的可靠性降低，近年來無位置傳感器無刷直流電機的控制和電機的換相方 法成為許多專家學者的研究熱點。
[0003] 反電動勢法是現在得到普遍應用的方法之一，對于使用最多的星形連接二二導通 三相六狀態工作方式，除換相瞬間，均存在一相非導通相。因此，可通過非導通相反電動勢 的變化情況來得到反電動勢的過零點，進而可得到正確的換相時刻。有一種方法是不通過 電機的中性點電壓，直接檢測PWM為OFF時刻的反電動勢來獲得過零點信號，從而正確換相， 對高頻噪聲不敏感且不需要硬件濾波電路，但該方法在PWM全開時無法工作。還有一種改良 后的基于擴展卡爾曼濾波的反電動勢檢測方法，該方法相比而言有較多的運算模塊，對控 制芯片的運算能力提出了較高要求，增加了控制成本。有人提出了一種利用反電動勢的特 點基于坐標變換來構建轉子位置信號，實現正確換相的方法。有人設計了一種固定相位滯 后的低通濾波器電路，來提取反電動勢的基波信號。還有人提出了一種改進的通過檢測電 機線電壓來計算得到反電動勢過零點和一種利用線反電動勢過零原理來獲得換相時刻的 方法。但由于PWM開關噪聲的存在以及換相瞬間電流續流產生的噪聲，上述三種方法均建立 在通過硬件電路進行濾波的基礎上。深度的低通濾波會帶來較大的相位延遲，若濾波不徹 底仍會帶來噪聲，產生誤判斷。
[0004] 為補償深度低通濾波電路帶來的相位延遲，上述產生相位延遲的方法均同時提出 了各自的補償方法。此外，也有許多人專門針對相位誤差和其補償方法進行了討論。有一種 方法是利用端電壓偏差能夠反映轉子位置信號相移，通過PI調節器予以消除。還有一種方 法是利用非導通相續流電流的偏差能夠反映轉子信號相位誤差，同樣通過PI調節器進行補 償，實現正確換相。以上方法雖然對相位誤差進行了補償，但這樣不僅在硬件上增加了復雜 的濾波電路，在軟件上增加了計算量，而且在PWM調制方式等使用條件有著一定的限制，使 該方法產生了一定的局限性。
【發明內容】
[0005] 本發明的目的是解決上述現有技術的不足，提供一種電機反電動勢過零點判斷精 準、電機三相換相時刻正確、能夠通過軟件濾除干擾的無位置傳感器無刷直流電機的無硬 件濾波換相方法。
[0006] 本發明解決上述現有技術的不足所采用的技術方案是：
[0007] 無位置傳感器無刷直流電機無硬件濾波換相方法，采用H_〇N-L_pmi調制方式，其 特征在于包括如下步驟：
[0008] 1)在ADC中斷中采集電機三相電壓和電流值，再檢測電機控制器控制芯片的PWM模 塊寄存器的狀態，判斷電機驅動逆變器下橋PWM是否為導通狀態(簡稱為PWM為0N狀態）；
[0009] 2)若為"否"，說明此時不應進行反電動勢過零點判斷，退出ADC中斷，重復步驟1)
的操作;若為"是"，說明此時應進行反電動勢過零點判斷，根據公式 動勢過零點判斷；
[0010] 3)將控制芯片記錄的上一步換相延時時間、與新檢測到的當前換相延時時間作平 均值，將其作為新的換相延時時間，進行換相延時修正；
[0011] 4)在進行上述操作期間，若定時器達到定時周期預定值，則進入定時器中斷，進行 定時計數操作；
[0012] 5)在步驟2)判斷到達過零點后，判斷定時計數值是否達到修正后的換相延時的時 亥IJ，若為"否"，則退出定時器中斷重新等待進入定時器中斷判斷，再次進行定時計數操作； 若為"是"，則利用ADC中斷中采集的電機三相電流值，當上橋臂換相時，通過上橋臂續流時
-計算關斷相續流持續時間tu，當下橋臂換相時，通過下橋臂續流時間表達
I對關斷相續流持續時間td進行計算，隨后進行換相操作；
[0013] 6)換相完成后對定時計數值是否達到剛剛所計算的相應換相橋臂的續流時間tu (td)進行判斷，若為"否"，說明仍在續流期間，則退出定時器中斷，并重新進入定時器中斷， 進行定時計數操作，并再次進行判斷定時計數值是否達到續流時間t u(td);若為"是"，說明 已完成續流，干擾消除，退出定時器中斷，本次換相循環結束，進行下一次換相循環。
[0014] 其中，進入ADC中斷的頻率遠大于進入定時器中斷的頻率，從而保證定時器所采用 的電壓電流值都是實時變化的。
[0015] ea、eb、ec為定子繞組相反電動勢;~。、^。、~。為三相繞組輸出端對直流電源地的電 壓，即各相的端電壓;Us表示直流電源對直流電源地電壓;L為每相繞組的自感與互感之差； I為換相前A相中電流的穩態值;d為PWM占空比。
[0016] 本發明中，由于步驟1)的電機驅動逆變器下橋PWM的0N狀態的判斷是在無位置傳 感器無硬件濾波電路的情況下通過對非導通相端電壓進行定區間檢測；步驟5)及步驟6)對 于是否達到續流時間t的判斷，是對換相時的續流噪聲采取適當的延時操作來避開其干擾 從而精準確定換相時刻。因此通過軟件濾波的方法克服了現有技術中有硬件濾波的情況下 帶來的相位延遲的問題，采用本發明的直流電機控制器，在功能達到預定需求的情況下可 省去硬件濾波電路部分，降低成本、節約空間，且可避開PWM開關噪聲和換相時電流續流噪 聲的干擾。
【附圖說明】
[0017] 圖1為基于端電壓的無刷直流電機反電動勢檢測電路。
[0018] 圖2為理想反電動勢波形圖。
[0019] 圖3*Η_0Ν-?_ρ·\νΜ調制方式下開關管導通圖。
[0020] 圖4為H_0N-L_P麗調制方式占空比d不為100%時部分8、(：相導通^相導通-(：、八 相導通 -C、B相導通-A、B相導通-部分A、C相導通期間C相端電壓波形圖。
[0021] 圖5為H_0N-L_PWM調制方式占空比d不為100%時A、B相導通VT6開啟時等效電路 圖。
[0022] 圖6為H_0N-L_PWM調制方式占空比d不為…(^時厶^相導通乂~關斷時等效電路 圖。
[0023]圖7為A相、C相導通換為B相、C相導通后的電流流向示意圖，其中（a)為Pmi為0N時 的電流流向示意圖，（b)PWM為OFF時的電流流向示意圖。
[0024]圖8為C相、A相導通換為C相、B相導通后的電流流向示意圖，其中（a)為WM為0N時 的電流流向示意圖，（b)為PWM為OFF時的電流流向示意圖。
[0025]圖9為本發明中斷流程圖。
[0026] 圖10為固定占空比d但不同負載下的電機C相端電壓波形放大圖，其中（a)為d = 0.5，母線電流15 = 0.1^時的波形放大圖，（13)為(1 = 0.5，母線電流15 = 0.34時的波形放大圖， (c)為d = 0.5,母線電流Is = 0.6A時的波形放大圖。
[0027] 圖11為固定負載但不同占空比d下的電機C相端電壓波形放大圖，其中（a)為d = 0.4,母線電流Is = 0.26A時的放大圖，（b)為d = 0.6,母線電流Is = 0.37A時的放大圖，（c)為d =0.8，母線電流15 = 0.49六時的放大圖。
【具體實施方式】
[0028]無位置傳感器無刷直流電機無硬件濾波換相方法，采用H_0N-L_Pmi調制方式，其 特征在于包括如下步驟：
[0029] 1)在ADC中斷中采集電機三相電壓和電流值，再檢測電機控制器控制芯片的PWM模 塊寄存器的狀態，判斷電機驅動逆變器下橋PWM是否為導通狀態(簡稱為PWM為0N狀態）；
[0030] 2)若為"否"，說明此時不應進行反電動勢過零點判斷，退出ADC中斷，重復步驟1)
的操作;若為"是"，說明此時應進行反電動勢過零點判斷，根據公式： 動勢過零點判斷；
[0031] 3)將控制芯片記錄的上一步換相延時時間、與新檢測到的當前換相延時時間作平 均值，將其作為新的換相延時時間，進行換相延時修正；
[0032] 4)在進行上述操作期間，若定時器達到定時周期預定值，則進入定時器中斷，進行 定時計數操作;定時周期大于其本身中斷子程序執行周期，周期越短越好；
[0033] 5)在步驟2)判斷到達過零點后，判斷定時計數值是否達到修正后的換相延時的時 亥IJ，若為"否"，則退出定時器中斷重新等待進入定時器中斷判斷，再次進行定時計數操作； 若為"是"，則利用ADC中斷中采集的電機三相電流值，當上橋臂換相時，通過上橋臂續流時
-計算關斷相續流持續時間tu，當下橋臂換相時，通過下橋臂續流時間表達
對關斷相續流持續時間td進行計算，隨后進行換相操作；
[0034] 6)換相完成后對定時計數值是否達到剛剛所計算的相應換相橋臂的續流時間tu (td)進行判斷，若為"否"，說明仍在續流期間，則退出定時器中斷，并重新進入定時器中斷， 進行定時計數操作，并再次進行判斷定時計數值是否達到續流時間tu(td);若為"是"，說明 已完成續流，干擾消除，退出定時器中斷，本次換相循環結束，進行下一次換相循環。
[0035] 其中，進入ADC中斷的頻率遠大于進入定時器中斷的頻率，從而保證定時器所采用 的電壓電流值都是實時變化的。
[0036] ea、eb、ec為定子繞組相反電動勢;1^。、仙。、11。。為三相繞組輸出端對直流電源地的電 壓，即各相的端電壓;Us表示直流電源對直流電源地電壓;L為每相繞組的自感與互感之差； I為換相前A相中電流的穩態值;d為PWM占空比。
[0037]本發明中，由于步驟1)的電機驅動逆變器下橋PWM的0N狀態的判斷是在無位置傳 感器無硬件濾波電路的情況下通過對非導通相端電壓進行定區間檢測；步驟5)及步驟6)對 于是否達到續流時間t的判斷，是對換相時的續流噪聲采取適當的延時操作來避開其干擾 從而精準確定換相時刻。因此通過軟件濾波的方法克服了現有技術中有硬件濾波的情況下 帶來的相位延遲的問題，采用本發明的直流電機控制器，在功能達到預定需求的情況下可 省去硬件濾波電路部分，降低成本、節約空間，且可避開PWM開關噪聲和換相時電流續流噪 聲的干擾。
[0038]本發明的原理及效果分析如下：
[0039] 本發明應用的基礎建立在使用端電壓法檢測反電動勢過零點的基礎上，其主電路 原理圖如圖1所示。
[0040] 根據電路圖，可以得出無刷直流電機的三相繞組端電壓的方程組為
[0042] 式中ua。、ub。、Uc。為三相繞組輸出端對直流電源地的電壓，即各相的端電壓；i a、ib、 ic為定子繞組相電流;Rs為每相繞組的電阻;L為每相繞組的自感與互感之差;ea、eb、 ec為定 子繞組相反電動勢;un為三相繞組中性點N對電源地的電壓。
[0043] 電機導通方式采用二二導通三相六狀態，以A、B相導通為例，即VTjPVT6導通。因此 可得電流關系為
[0044] ia = -ib, ic = 0 (2)
[0045] 根據C相電流為零，可由式(1)的第三項得
[0046] uc〇 = ec+UN (3)
[0047] 另外可根據理想梯形反電動勢波形得，在C相反電動勢的過零點處
[0048] ea+eb+ec = 0 (4)
[0049] 于是將式(1)的前兩項與式(3)相加，并代入式(4)可算出中性點電壓
[0051]因此由式(3)和式(5)可得C相反電動勢過零檢測方程
[0053]同理可得在其它導通情況下的A相、B相反電動勢過零檢測方程，整理可得
[0055] 進一步可得，在A、B相導通，C相反電動勢過零時
[0056] ea = ~eb (8)
[0057] 由式（1)、式(2)、式(3)和式(8)聯立可得在過零點附近簡化的過零點檢測表達式：
[0059]式(9)的目的是檢測反電動勢過零點，因此當反電動勢通過零點時，式(9)成立。此 外由圖1可得在A相、B相導通情況下有如下方程組
[0061 ] 式中ua、ub為三相繞組中A、B相輸出端對中性點N的電壓，即相電壓;Us表示電源對 電源地電壓。由式(2)、式(8)、式(10)可得
[0063]所以由式(3)、式（11)可得C相化簡后的反電動勢過零檢測方程，進而可得到三相 化簡后的反電動勢過零檢測方程組為
[0065] 式（12)的目的是檢測反電動勢過零點，因此當反電動勢通過零點時，式（12)成立。
[0066] 圖 1 中 Ri = R3 = R5 = R7，R2 = R4 = R6 = R8，分壓得到 Uh，Ua。，Ub。，Uc。后輸入檢測引腳，以 便滿足芯片ADC模塊的測量范圍要求。
[0067] 圖2所示為無刷直流電機在星形連接二二導通三相六狀態的情況下，三相反電動 勢的理想波形。由圖可知，以A相、B相導通情況為例，C相為非導通相，且處于圖中0~60°電 角度范圍內，則若要判斷換相點CP cl，則只需判斷C相反電動勢e。在0~60°電角度范圍內的 下降沿過零點ZCcdSJ時出現，再根據定時計算向后延時30°電角度即為換相點CP c^時刻。
[0068] 然而，實際應用中所測波形由于PWM開關和換相時電流續流噪聲的存在，使得在理 想反電動勢波形的基礎上又出現很多干擾反電動勢過零點判斷的噪聲存在，因此在無硬件 濾波電路的情況下對無位置傳感器無刷直流電機進行控制產生了困難。下面分別對如何避 開PWM開關噪聲和換相時電流續流噪聲的干擾進行分析說明。
[0069] 1.軟件濾除P麗開關噪聲干擾
[0070] 無刷直流電機的P麗調制方式有多種，例如：（1 )0Ν_Ρ麗開關管導通120°期間，前 60°恒通，后60°進行PWM調制；（2)PWM_0N開關管導通120°期間，前60°進行PWM調制，后60°恒 通；（3)H-〇N_L-PWM上橋臂開關管保持恒通，下橋臂開關管進行ΠΜ調制；（4)H-PWM_L-〇N上 橋臂開關管進行PWM調制，下橋臂開關管保持恒通；（5)H-PWM_L-PmO:下橋開關管均進行 PWM調制。本發明選用最常用的調制方式之一，H_0N-L_PWM調制方式進行舉例說明。其他PWM 調制方式也可應用本發明進行控制。
[0071] 當PWM占空比不為100%時，星形連接二二導通三相六狀態的三相上下橋的開關管 導通情況示意圖可如圖3所示。
[0072] 結合圖1和圖3可知，￥1'1、￥1'3、￥1'5是上橋臂，與電源正極相連;￥了4、￥1' 6、￥1'2是下橋 臂，與電源地相連。占空比d不為100%時的情況下C相端電壓波形圖如圖4所示。圖4涵蓋導 通狀態有:部分B、C相導通-B、A相導通-C、A相導通-C、B相導通-A、B相導通-部分A、C相 導通。現將結合等效電路說明部分A、B相導通區間波形形成原理。在H_0N-L_P麗調制方式 下，若A相、B相導通，則VT^于一直開啟的狀態，VT 6則會根據PWM調制情況周期性的開啟、關 閉。圖4中A、B相導通區間內，換相期間二極管續流影響產生的原因會在3.2節中進行分析。 當VT6開啟時，電流通過電源正極-VTi-A相相-VT6-電源負極-電源正極形成回路， 等效電路如圖5所示，由于對本波形的產生影響不大，故在此忽略VT1和VT6的內阻，由式 (12)的第三項可知u。。則會根據C相反電動勢的變化規律逐步衰減；當VT 6關斷時，電流通過A 相-B相-VD3-VTi-A相形成P麗關斷續流回路，由于上橋臂VT^VD3的開啟，下橋臂全部 關斷，C相直接與電源正極相連，電位與電源正極接近，等效電路如圖6所示。
[0073] 圖4中，上斜邊和下斜邊的虛線部分為HVM全開時的波形，其與占空比d不為100% 時的端電壓波形重合的部分，也就是VT 6打開的時候，便是需要檢測過零點的部分。以上升 沿為例，采集過零點時是在高頻中斷中進行，故可以認為當uccl = Us/2時，便出現了過零點， 開始進行延時操作。由于虛線與占空比d不為100%時的端電壓波形重合的部分為斷續單調 遞增的，故正確的過零點應該只有一個，即ZC c2，而由于PWM調制的存在，使波形在重合部分 以外的區域會有其它的上升下降沿，使得僅僅利用u。。與Us/2的關系進行判斷過零點時，會 出現誤判，例如會誤判定ZCc^S過零點，從而導致換相點不準。
[0074] 因為PWM是由芯片所生成，故在此可以利用PWM本身的寄存器屬性對波形進行定區 間采樣判斷，以濾除非重合部分的干擾。舉例來說，本發明所采用的芯片產生PWM波的原理 為:基于芯片的系統時鐘，PWM模塊也會有一個時鐘進行周期性的計數操作，在其中的一個 常用模式下，PWM模塊的計數器從0開始一直計數到某個所設定的閾值(稱該值為YZ)，達到 該閾值后又會進行遞減操作，直到計數為0,周而復始。可以在0至YZ之間設定某個值(稱該 值為CMPA)，當PWM模塊的計數器遞增經過CMPA時，芯片會將對應的PWM輸出引腳置位，當PWM 模塊的計數器遞減經過CMPA時，會將對應的PWM輸出引腳清零，則所輸出的PWM占空比為 ((YZ-CMPA)/YZ) X 100%。于是便可以利用當PWM模塊的計數器值大于CMPA且小于等于ΥΖ的 這部分區間對端電壓進行采樣計算操作，這部分區間即對應于圖4中的虛線與占空比d不為 100%時的端電壓波形重合的部分。推廣開來說，絕大部分控制芯片都具有類似的功能，即 可以一邊生成PWM波形，一邊在軟件中斷中對PWM相關寄存器的狀態進行監測，從而進行相 應的操作，因此此方法簡便易操作的同時還具有較廣的可實施性。
[0075]綜上所述，通過芯片本身的特性是可以利用軟件對實際的端電壓中pmi開關噪聲 進行濾除的，進而準確的判斷出過零點的位置，得到正確的換相時刻。濾除PWM開關噪聲是 完成準確換相操作的必要條件，除此之外，還需要濾除換相時的電流續流噪聲方可滿足能 夠準確換相的基本條件。
[0076] 2.軟件濾除換相時電流續流噪聲
[0077]在星形連接二二導通三相六狀態的無刷直流電機中，由于三相電感L的存在，換相 時由導通變為不導通的繞組中電流無法瞬間衰減至零，而是會通過對應的與晶體管反并聯 的二極管進行續流，直至衰減至0。下面仍以H_ON-L_PWM調制方式為例進行說明。同樣，其他 PWM調制方式也可應用本發明進行控制。
[0078] (1)上橋臂換相
[0079] 當A相、C相導通換為B相、C相導通，即VTi關斷VT3打開時，續流情況如圖7所示。圖7 (a)中，VlViih于開啟狀態，A相續流電流通過A相-C相-VT^VDdA相形成回路，B、C相導通 電流通過電源正極-VT3-B相-C相-VT2-電源負極-電源正極形成回路；圖7(b)中，VT2 處于關閉狀態，A相續流電流通過A相-C相-VD5-電源正極-電源負極-VD4-A相形成回 路，B、C相電流續流通過B相-C相-VDpVTpB相形成回路。
[0080] 如圖7所示，根據電流流向情況，可判斷出A、B、C三相的端電壓值，并列出如下方程
[0082] 式中d為ΠΜ占空比；113。、1^。、11。。為三相繞組輸出端對直流電源地的電壓，即各相的 端電壓；ia、ib、ic為定子繞組相電流;Rs為每相繞組的電阻；L為每相繞組的自感與互感之 差;e a、eb、ec為定子繞組相反電動勢;un為三相繞組中性點N對電源地的電壓。由于電機中繞 組為較粗的銅導線，電阻很小，因此可忽略其每相繞組的電阻Rs，同時由基爾霍夫定律可得 ia+ib+ic = 0,將式（13)三相聯立化簡后可得
[0084]因為續流是在很短的時間內進行的，并且各相的反電動勢不會發生突變，因此可 認為各相反電動勢在續流過程中基本不變，設ea = eb = -e。= E，則可得
[0086]將式（15)代入式（13)，忽略繞組電阻Rs的影響，可得發生續流相的電流1"關于時間 tu的函數
[0088] 式中I為換相前A相中電流的穩態值。并且由于三相的反電動勢在換相續流時不會 發生突變，因此可認為E同時也是換相前各相反電動勢的穩態值。又由于在占空比d下穩態 工作有如下關系
[0089] Usd = 2IRs+2E (17)
[0090] 因為Rs已被忽略不計，所以化簡后可得
[0092]將式(16)和式(18)聯立，當續流電流ia降為0時，化簡可得續流時間tu的方程
[0094]由式（19)可以看出在H_0N-L_Pmi調制方式下，上橋臂換相時續流時間tu只與換相 前電流穩態值、繞組電感、母線電壓有關，與PWM占空比無關。
[0095] (2)下橋臂換相
[0096] 假設當C相、A相導通換為C相、B相導通，即VT4關斷VT6打開時，續流情況如圖8所示。 圖8 (a)中，VT6處于開啟狀態，A相續流電流通過A相-VDi-VTs-C相-A相形成回路，C、B相 導通電流通過電源正極-VTs-C相相-VT6-電源負極-電源正極形成回路；圖8(b)中， VT6處于關閉狀態，A相續流電流通過A相-VDeVT^C相-A相形成回路，C、B相電流續流通 過C相-B相-VD3-VT5-C相形成回路。
[0097] 如圖8所示，根據電流流向情況，可判斷出A、B、C三相的端電壓值，并列出如下方程
[0103] 由式(23)可以看出在H_0N-L_PWM調制方式下，下橋臂換相時續流時間td只與換相 前電流穩態值、繞組電感、母線電壓和PWM占空比有關。
[0104] 本發明所提出的控制方法中，利用定時器產生一個固定周期的中斷，通過在每次 進入定時器中斷中對一個計數變量進行累加賦值來記錄電機運轉30°、60°、90°、120°所經 過了多少個定時器中斷，從而得到相應的換相延時時間。而通過上文所推出的換相時續流 所需的時間方程，便可以求出在換相后延時多少個定時器中斷后再對上升、下降沿進行定 區間采樣，從而成功實現在沒有硬件濾波電路的情況下，對無位置傳感器無刷直流電機進 行控制。圖9為中斷服務子程序流程圖。此方法運算量小，節省硬件成本和空間體積，對于各 類芯片均有良好的適用性，是一種可以廣泛推廣應用的控制方法。
[0105] 3.無硬件濾波換相策略的編程實現
[0106] 由于換相、反電動勢過零點判斷及本發明策略的實現主要是在中斷程序中，所以 給出中斷程序的流程圖，如圖9所示。（1)在ADC中斷中采集電機三相電壓和電流值，再檢測 電機控制器控制芯片的PWM模塊寄存器的狀態，判斷電機驅動逆變器下橋PWM是否為0N狀 態。⑵若為"否"，說明此時不應進行反電動勢過零點判斷，退出ADC中斷，重復步驟1)的操 作;若為"是"，說明此時應進行反電動勢過零點判斷，根據公式
過零點判斷。（3)將控制芯片記錄的上一步換相延時時間、與新檢測到的當前換相延時時間 作平均值，將其作為新的換相延時時間，進行換相延時修正。（4)在進行上述操作期間，若定 時器達到定時周期預定值，則進入定時器中斷，進行定時計數操作。（5)在步驟(2)判斷到達 過零點后，判斷定時計數值是否達到修正后的換相延時的時刻，若為"否"，則退出定時器中 斷重新等待進入定時器中斷判斷，再次進行定時計數操作;若為"是"，則利用ADC中斷中采 集的電機三相電流值，當上橋臂換相時，通過上橋臂續流時間
·計算關斷相續 流持續時間tu，當下橋臂換相時，通過下橋臂續流時間
7寸關斷相續流持續時 間td進行計算，隨后進行換相操作。（6)換相完成后對定時計數值是否達到剛剛所計算的相 應換相橋臂的續流時間tu(td)進行判斷，若為"否"，說明仍在續流期間，則退出定時器中斷， 并重新進入定時器中斷，進行定時計數操作，并再次進行判斷定時計數值是否達到續流時 間t u(td);若為"是"，說明已完成續流，干擾消除，退出定時器中斷，本次換相循環結束，進行 下一次換相循環。
[0107] 其中進入ADC中斷的頻率遠大于進入定時器中斷的頻率，從而保證定時器所采用 的電壓電流值都是實時變化的。
[0108] ea、eb、ec為定子繞組相反電動勢;113。、1^。、11。。為三相繞組輸出端對直流電源地的電 壓，即各相的端電壓;Us表示直流電源對直流電源地電壓;L為每相繞組的自感與互感之差； I為換相前A相中電流的穩態值;d為PWM占空比。
[0109] 有益效果
[0110] 根據本發明，設計了一套無位置傳感器無刷直流電機的控制系統。采用的芯片為 TI公司生產的TMS320F28335DSP芯片，電機為一臺功率為42W的極對數為2的無位置傳感器 無刷直流電機，額定轉矩為0.1N · m，額定轉速為4000r/min。
[0111] 圖10為在占空比為50%的情況下，對于不同負載采用本控制方法控制無位置傳感 器無刷直流電機運轉的C相端電壓波形放大圖。其中利用一個I/O口在C相、B相導通切換至A 相、B相導通后，C相端電壓的斜邊處采樣判斷過零點時產生斷續的反轉信號。由圖10(a)可 以看到，I/O 口首先在換相后避開了換相電流續流的干擾，之后所有的信號反轉處均準確的 發生在B相下橋開啟，也就是PWM為ON的區間內，最后在ZC處準確采集到過零點的出現，實現 了過零點的準確判斷。此外將(a)、（b)、（c)相比較可以看到，針對不同負載下續流時間會發 生變化，而在本發明的控制下，對于不同的續流寬度可以較好的適應，實現自動調整，從而 得到良好的控制運轉效果。
[0112] 圖11為在相同負載條件下，改變不同的PWM占空比時電機C相端電壓的波形放大比 較圖。由圖11的(a)、（b)、（c)可以清楚的看出，若對電機施加一個固定不變的負載轉矩，則 在不同的占空比下均可以準確的在PWM為0N的時間區域內進行采樣判斷。當占空比為40% 時，電機帶負載能力較低，轉速較慢，換相周期也就較長，同時斜邊處可進行采樣的區間也 會變小，而本發明是建立在PWM本身產生的根源一一芯片內部寄存器的狀態的基礎上的，占 空比變化并不會影響采樣區間的準確性，在實驗中也可以看出其在低占空比的情況下也可 以準確采集到過零點從而正確的換相。在相同負載下，由于是上橋臂換相，由前文的推導可 知，續流時間的長短與占空比d無關，恰好與實驗結果相對應。以上波形表明電機在該方法 的控制下，對于相同負載不同占空比的情況下也有著良好的運轉狀態。
[0113] 通過理論推導和實驗證明，在不同的負載和不同的占空比條件下，通過本發明均 能夠使電機準確的換相運轉。并且不僅局限在H_0N-L_PWM調制方法，在其他PWM調制方式下 也可應用本發明方法進行控制。該換相方法可以控制電機在較大的占空比范圍內良好地工 作，整個系統檢測電路簡單，降低了控制成本，具有較好的實用性。
【主權項】
1. 一種無位置傳感器無刷直流電機無硬件濾波換相方法，采用H_0N-L_p麗調制方式， 其特征在于包括如下步驟： 1) 在ADC中斷中采集電機三相電壓和電流值，再檢測電機控制器控制芯片的HVM模塊寄 存器的狀態，判斷電機驅動逆變器下橋PWM是否為導通狀態(簡稱為PWM為ON狀態）； 2) 若為"否"，說明此時不應進行反電動勢過零點判斷，退出ADC中斷，重復步驟1)的操 作;若為"是"，說明此時應進行反電動勢過零點判斷，根據公￥進行反電動勢 過零點判斷； 3) 將控制芯片記錄的上一步換相延時時間、與新檢測到的當前換相延時時間作平均 值，將其作為新的換相延時時間，進行換相延時修正； 4) 在進行上述操作期間，若定時器達到定時周期預定值，則進入定時器中斷，進行定時 計數操作； 5) 在步驟2)判斷到達過零點后，判斷定時計數值是否達到修正后的換相延時的時刻， 若為"否"，則退出定時器中斷重新等待進入定時器中斷判斷，再次進行定時計數操作;若為 "是"，則利用ADC中斷中采集的電機三相電流值，當上橋臂換相時，通過上橋臂續流時間表 1/? 達式^ =$7計算關斷相續流持續時間tu，當下橋臂換相時，通過下橋臂續流時間表達式 心對關斷相續流持續時間td進行計算，隨后進行換相操作； 6) 換相完成后對定時計數值是否達到剛剛所計算的相應換相橋臂的續流時間tu(td)進 行判斷，若為"否"，說明仍在續流期間，則退出定時器中斷，并重新進入定時器中斷，進行定 時計數操作，并再次進行判斷定時計數值是否達到續流時間t u(td);若為"是"，說明已完成 續流，干擾消除，退出定時器中斷，本次換相循環結束，進行下一次換相循環。
【文檔編號】H02P6/182GK106026804SQ201610648340
【公開日】2016年10月12日
【申請日】2016年8月9日
【發明人】王大方, 于知杉, 張鵬, 賈隆, 宋鵬, 邱美玲, 劉棟順
【申請人】王大方