用于高功率因數回掃轉換器的方法和裝置的制造方法

用于高功率因數回掃轉換器的方法和裝置的制造方法
【專利摘要】本發明的各個實施例涉及用于高功率因數回掃轉換器的方法和裝置。本發明涉及一種開關功率轉換器，該開關功率轉換器具有由控制器進行控制的功率晶體管。該控制器包括乘法器，該乘法器產生電壓參考信號。減法電路從指示流過功率晶體管的電流的感測信號中，減去基于電壓參考信號的電容器信號。比較器將電壓參考信號與減法電路的輸出進行比較，并且驅動電路基于該比較來驅動功率晶體管，從而實現該轉換器的高功率因數和低總諧波失真。
【專利說明】
用于高功率因數回掃轉換器的方法和裝置
技術領域
[0001] 本發明涉及轉換器，并且更具體地涉及準諧振高功率因數AC/DC轉換器的控制裝 置。
【背景技術】
[0002] 高功率因數（Hi-PF)準諧振（QR)回掃轉換器，是在許多成本敏感應用（例如，固 態照明（SSL))中的常見選擇。功率轉換器通常由交流電力線供電，并且許多應用還應同時 滿足IEC60950電氣安全規范以及IEC61000-3-2諧波電流發射限值規范。實際上，它們能 夠產生與電力線相隔離的總線電壓，以滿足IEC60950,并且使用單一轉換級來汲取具有低 諧波含量的電流，以滿足IEC61000-3-2。
[0003] 市場上有大量執行QR操作（例如，轉換模式、邊界模式或者臨界模式）的功率因 數控制（PFC)控制芯片。盡管主要被構想為使用升壓拓撲結構來控制PFC轉換器，但是它 們也可以成功地用于控制Hi-PF QR回掃轉換器。
[0004] Hi-PF回掃轉換器由交流電力線供電，并且在輸入橋式整流器之后沒有儲能電容 器，因此，其輸入電壓基本上是經整流的正弦波（V in(0) =VPK|sin0 |)并且從電力線汲取 的電流是正弦波形的。
[0005] 在功率開關（通常，是M0SFET)的導通與變壓器去磁的時刻（在次級電流已經成 為零時）同步（通常，在適當的延遲之后）時，回掃轉換器（無論是否是Hi-PF)被稱作是 QR操作的。這樣使得導通能夠在跟隨在去磁之后的漏極電壓振蕩的谷部上發生，從而使得 導通損耗減少。出于此原因，該操作通常稱為"谷部切換"。最常見地，使用峰值電流模式控 制，從而，由電流感測信號達到由用于調節輸出電壓或電流的控制環路所程式化的值，來判 定功率開關的關斷。
[0006] 圖1示出了根據現有技術的Hi-PF QR回掃轉換器20。在初級側上，回掃轉換器20 包括橋式整流器22,在其輸入24處具有交流電力線。用作高頻平滑濾波器的電容器C in，跨 接在橋式整流器22的輸出電子上，其中負極端子連接到接地、并且正極端子連接到變壓器 26的初級繞組L p。變壓器26還具有輔助繞組Laux和次級繞組L s。功率開關Μ的漏極端子 接到初級繞組Lp，并且其源極端子通過電阻器Rs連接到接地。電阻器Rs使得能夠對流經 功率開關Μ的電流進行讀值，該讀值指示了在Μ "導通"時流經Lp的電流。轉換器的初級側 還包括：電阻分壓器，該電阻分壓器由與電容器Cin并聯的電阻器R 3和R b構成；以及箝位電 路27,該箝位電路用于將由于初級繞組Lp的漏磁電感而產生的漏極電壓上的尖峰箝位。
[0007] 在變壓器26的次級側上，次級繞組匕的一端連接到次級接地，另一端連接到二極 管D的陽極。二極管D的陰極連接到電容器(：_的正極板，該電容器的負極板連接到次級 接地。
[0008] 該回掃轉換器20在其跨(；ut的輸出端子處產生直流電壓V _，該直流電壓將供給 負載。對于SSL應用而言，負載將為高亮度LED串。
[0009] 該轉換器是閉環控制的隔離轉換器，其中，將需要調節的量（輸出電壓或者輸 出電流1_)與參考值進行比較，并且將根據被調節的量與參考值之間的差值而生成誤差信 號。該誤差信號通常通過使用光耦合器而被傳輸到初級側，該光耦合器在圖1中未示出。在 初級側上，該誤差信號用電流IFB表示，該電流從控制器29中的專用管腳FB灌入，從而在管 腳FB上產生控制電壓V。。控制器29部分基于控制電壓V。驅動功率開關M。如果整體控制 環路的開環帶寬（其由位于隔離的反饋塊28內部的頻率補償網絡決定）足夠窄（通常，低 于20Hz)，并且假定處于穩態操作下，則控制電壓V。可以視作直流電平。
[0010] 控制電壓V。被內部饋送入乘法器塊30的一個輸入。乘法器30也接收跨C ιη感測 的經瞬時整流的線路電壓的一部分，該部分的電壓在電阻分壓器Ra-Rb處進行分壓。分壓 器比率RV(Ra+Rb)將用K p表示。
[0011] 乘法器塊30的輸出是經整流的正弦波乘以直流電平的乘積，因而仍然是經整流 的正弦波，該正弦波的幅度取決于：均方根線路電壓、以及控制電壓V。的幅度。乘法器30輸 出信號將是峰值初級電流的電壓參考信號V% REF( Θ )。
[0012] 乘法器30的輸出信號被饋送到比較器32的反相輸入，該比較器在其非反相輸 入處接收感測信號V es(t，Θ)，該感測信號是跨感測電阻器RS進行感測的。該感測信號 Vcs(t，Θ)與在功率開關Μ"導通"時流經初級繞組L，功率開關Μ的瞬時電流Ip(t，Θ)成 比例。假定功率開關Μ初始地"導通"，則流經初級繞組L p的電流將斜升，因此跨電阻器Rs 的電壓也將斜升。SR觸發器34具有輸出Q，該輸出Q耦合到驅動功率開關Μ的驅動器35。 當Vcs(t，Θ)等于V CS，REF(0)時，比較器32重置SR觸發器34,并且功率開關Μ關斷。因此， 來自乘法器30的參考電壓信號V% REF( Θ )(其呈經整流的正弦波形狀）決定了初級電流的 峰值，該峰值將由經整流的正弦波而包絡地形成。
[0013] 在功率開關Μ已經被關斷之后，儲存在初級繞組Lp中的能量通過磁耦合傳輸到次 級繞組L s，然后轉出到輸出電容器(：_和負載中，直到次級繞組L 3完全去磁。此時，二極管 D斷開，并且在LJP D導電時固定在V ιη ( Θ ) +VR下的漏極二極管成為浮置的。該漏極二極管 的電壓趨向于，通過由于其寄生電容與Lp-起地開始諧振而造成的阻尼振蕩，最終達到瞬 時線路電壓V in( Θ )。但是，跟隨著變壓器26去磁的快速漏極電壓下降，通過輔助繞組Laux 和電阻器Rza)耦合到控制器的管腳ZCD。每當零交叉檢測器（ZCD)36檢測到下降到閾值以 下的下降沿時，該零交點檢測器就會放出脈沖，并且該脈沖會設定SR觸發器34、并且驅動 功率開關Μ導通，從而開始新的切換循環。
[0014] Ζ⑶36與SR觸發器34的設定輸入之間的0R門38,使得啟動器塊40的輸出能夠 初始化切換循環。啟動器塊40在接通電源時、在輸入管腳ZCD上不存在任何可用信號時， 產生信號，并且避免轉換器20在輸入管腳Z⑶上的信號出于任何原因丟失的情況下，出現 卡塞。
[0015] 假定θ e (〇, π)，根據所考慮的控制方案，初級電流的峰值包絡如下式：
[0016] Ipkp( 9 ) = Ιρ (Τ〇Ν, θ ) = Ιρκρ sin θ (1)
[0017] 值得注意的是：該方案會導致功率開關Μ的導通時間TJ·亙定：
[0018]
[0019] 為簡單起見，功率開關的關斷時間Τ_( Θ )將視作與電流在次級側上循環的時間 TFW(0) -致。換言之，在其期間跨初級開關的電壓進行振蕩直到達到振蕩谷部的時間區間 TR，將被忽略。只要τκ〈〈τ_( Θ)，這就是可接受的。
[0020] 因此，切換時間Τ( Θ )如下式：
[0021] Τ(θ) = TON+TFW(0) (3)
[0022] 考慮到跨初級電感器的伏秒平衡，可以寫成：
[0023]
[0024] 其中，VR是反射電壓，即，輸出電壓以初級到次級匝數比n = Np/Ns，該電壓 在時間區間TFW( Θ )中在跨變壓器26的初級繞組Lp處被觀測到：
[0025] VR= n(Vout+VF) (5)
[0026] 其中，次級整流器上的正向電壓降。因此，Τ( θ )可以改寫成：
[0027] Τ( Θ ) = T0N(1+KV sin Θ ) (6)
[0028] 其中，Kv=VPK/VR。
[0029] 該轉換器的輸入電流Ιιη( θ )可通過求切換循環內的初級電流Ip(t，θ )的平均值 來得出。初級電流Ip(t，Θ)是圖2右側圖示中的一系列較深灰色的三角，從而，考慮到方 程式（1)，可得出：
[0030]
[0031] 方程式（7)表明，輸入電流不是純粹的正弦波。圖3A中針對不同的心值示出的 函數sin ΘΛ1+Κν sin Θ)是在兩倍線路頻率下的周期偶函數。相反地，從市電汲取的電力 將是其在線路頻率下的"奇對應"，如圖3B所示。
[0032] 只有在Kv= 0時，該電流才是正弦波。當K 0時，盡管能夠維持類似正弦波的 形狀，但是輸入電流是失真的，Kv越大，失真越大。由于Kv不可能為零（這需要反射電壓趨 向于無限大），因此顯然可得出結論：與升壓拓撲結構不同，該QR控制方案在回掃轉換器中 既不允許的輸入電流的總諧波失真（THD)為零、也不允許功率因數為一，即便是在理想情 況下也是如此。
[0033] 圖4示出了輸入電流的THD和功率因數隨Κ/變化的曲線圖。
[0034] 盡管失真顯著，尤其是在高壓線路（high line)(即，高Κν)下，但是各個諧波仍然 在依據IEC61000-3-2諧波電流發射限值規范（或者，其日本相應規范JEIDA-MITI)所提出 的限值內。圖5中示出了對實際應用進行諧波測量的示例。因此，Hi-PFQR回掃轉換器當 前被廣泛使用，尤其是在固態照明（SSL)應用中，在該應用中相關規范要求與電力線的安 全隔離。這些應用包括用于住宅和專業照明的從幾瓦到幾十瓦的LED驅動器。
[0035] 仍然就SSL市場而言，這種固有失真是一個主要問題。事實上，如圖4中的曲線圖 所示，難以滿足THD〈10% (乃至更低）的目標，該目標正在成為在一些地區的市場要求。即 便是在高壓線路下也應使用低的值的心，這意味著高的反射電壓V R。由于回掃轉換器中的 功率M0SFET必須針對遠大于VPK_+VR的擊穿電壓來設定額定值，因此原則上，高V R需要高 電壓額定值M0SFET，其更昂貴并且寄生損耗較高。在實踐中，為了滿足該目標，％可能如此 之高，以至于具有足夠電壓額定值的M0SFET可能是難以使用的，因為消耗或者導致過多功 率損耗、或者甚至無法提供。
[0036] 根據文獻中的報道，采用固定切換頻率以非連續導通模式（DCM)操作的Hi-PF回 掃轉換器，不具有輸入電流的固有失真。具體來說，可以證明的是：在以該方式操作的情況 下，輸入電流的形狀追隨輸入電壓的形狀，被設置有量D 2T，其中，D是功率開關的占空比，而 T是切換周期，在穩態條件下沿每個線路半循環是恒定的。采用固定的切換時間T，維持占 空比D沿線路半循環恒定，滿足控制目標。
[0037] 按照定義，這樣可提供為一的功率因數，并且通過采用正弦波輸入電壓，提供正弦 波輸入電流。該方法用于商業產品中。
[0038] 但是，以在固定頻率（FF)下的DCM操作時，將喪失使用QR操作的一些優勢。
[0039] 首先，QR操作導致更低地傳導的電磁干擾（EMI)發射。由于正弦輸入電壓，切換 頻率在線路頻率4的兩倍下進行調制。這樣致使該頻譜在頻帶之上散布，而不是集中在單 一頻率值上。尤其是在使用平均值檢測方法測量傳導的發射時，電平下降幅度可以是若干 dB μ V。因此，可以減小EMI濾波器的大小和成本。
[0040] 其次，QR操作可實現在短路條件下的更安全的操作。功率開關（M0SFET)的導通 循環僅在變壓器完全去磁時開始，因此不可能出現通量超出（flux runaway)，并且因此而 不可能出現變壓器飽和。此外，在短路期間，去磁電壓非常低，因此變壓器去磁所需的時間 非常長，并且轉換器在小占空比的低頻率下工作。因此，轉換器能夠運載的功率非常低。
[0041] 最后，QR操作導致較高的效率。通過采用QR操作，轉換器非常接近DCM-CCM(非 連續導通模式-連續導通模式）邊界地工作。初級電流和次級電流兩者的形態因數（即， 均方根與直流值的比率）都通常小于FF操作下的形態因數，在該FF操作下，轉換器可以深 深地在DCM下工作。因此，對于給定的吞吐量，采用QR的功率導通損耗較低。此外，QR允 許谷部切換或者甚至真正的軟切換（零電壓切換（ZVS)，當V PK〈VJt)，這樣可將功率開關 (M0SFET)中的導通損耗降至最小。

【發明內容】

[0042] 本發明的一個實施例涉及一種功率轉換器，該功率轉換器具有用于控制功率晶體 管的控制器。該控制器具有驅動電路，該驅動電路接收電壓參考信號和減法信號，并且基于 該電壓參考信號和減法信號輸出用于驅動功率晶體管的信號。乘法器基于來自功率電路的 反饋信號接收第一信號，并且基于該功率電路的輸入電壓接收第二信號，該乘法器輸出電 壓參考信號。減法電路基于參考電壓信號以及指示流經功率開關的電流的感測信號來提供 減法信號。該減法電路包括：電流發生器，該電流發生器耦合到乘法器，并且被配置成基于 電壓參考信號產生電容器信號；以及減法器，該減法器被配置成從感測信號減去電容器信 號，并且產生減法信號。
[0043] 根據另一個實施例，該減法電路還包括：第一開關，該第一開關被配置成在功率開 關導通時，將電流發生器耦合到電壓供給端子；第二開關，該第二開關被配置成在功率開關 關斷時，將電流發生器耦合到減法器；以及第三開關，該第三開關被配置成在功率開關導 通時，將減法器耦合到電壓供給端子。根據另一個實施例，該減法電路還包括電容器，該電 容器耦合在減法器與電壓供給端子之間，其中第二開關被配置成將電流發生器連接到電容 器。根據另一個實施例，該減法電路包括電阻器，該電阻器耦合在減法器與第三開關之間， 其中該電阻器在第三開關閉合時對電容器進行放電。
[0044] 根據一個實施例，該驅動電路包括比較器，該比較器具有耦合到乘法器的第一輸 入以及耦合到減法器的第二輸入，該比較器被配置成將電壓參考信號與減法信號進行比 較。根據另一個實施例，該驅動電路在減法信號等于電壓參考信號時關斷功率晶體管。根據 另一個實施例，該驅動電路包括：觸發器，該觸發器具有耦合到比較器的輸出的重置輸入、 以及輸出；以及驅動器，該驅動器具有耦合到觸發器的輸出的輸入，以及被配置成控制功率 開關的輸出。
【附圖說明】
[0045] 圖1示出了根據現有技術的高功率因數準諧振回掃轉換器，以及相關的控制1C。
[0046] 圖2示出了處于正常操作狀態的圖1中的轉換器的波形，左手側是切換周期時間 標度上的波形，而右手側是線路循環時間標度上的波形。
[0047] 圖3A示出了對于不同Kv值，函數| sin Θ | Λ?+Κν | sin Θ |)在時間區間 Θ e (〇,2jt)內的曲線圖，從而示出了圖1中的電路的平均初級電流的形狀。
[0048] 圖3B示出了對于不同Kv值，函數sin0Al+Kv|sin0 |)在時間區間Θ e (〇,2π) 內的曲線圖，從而示出了圖1中的電路的輸入電流的形狀。
[0049] 圖4示出了對于不同Kv值，使用圖1中的電路所得的功率因數和輸入電流的總諧 波失真的曲線圖。
[0050] 圖5示出了圖1中的高功率因數準諧振回掃轉換器中的典型諧波測試結果。
[0051] 圖6示出了線路循環升壓轉換器和時間標度上的電流波形。
[0052] 圖7示出了具有根據本發明的一個實施例的控制器的高功率因數準諧振回掃轉 換器。
[0053] 圖8示出了在正常操作期間的圖7中的轉換器的波形；左手側是處于切換周期時 間標度上的波形，而右手側是處于線路循環時間標度上的波形。
[0054] 圖9示出了在Vin = llOVac并且全負載的情況下，圖7中的電路的仿真結果。
[0055] 圖10示出了在Vin = 230Vac并且全負載的情況下，圖7中的電路的仿真結果。
[0056] 圖11示出了對于THD (左）和PF (右），圖1中的現有技術轉換器與圖7中的轉換 器之間的仿真結果比較。
【具體實施方式】
[0057] 本發明提供了 一種控制方法，該控制方法使得具有峰值電流模式控制的高功率因 數（Hi-PF)準諧振（QR)回掃轉換器能夠從輸入源汲取正弦電流，這意味著輸入電流不存在 諧波失真，從而類似于以相同方式操作的升壓轉換器地工作。
[0058] 本發明的一個概念來源于對圖2右手側所示波形的觀察，以及將這些波形與升壓 轉換器的波形（例如，圖6中所示的波形）進行的比較。在升壓轉換器中，輸入電流是電感 器電流的平均值，該電感器電流在功率開關的導通時間和功率開關的關閉時間這兩個期間 都流動。因此，由于是一系列的相連三角形，所以平均值是峰值的一半。此外，鑒于峰值的 包絡是正弦波，因此輸入電流將是正弦波。
[0059] 相反，在圖1中的現有技術回掃轉換器20中，輸入電流是初級電流的平均值，該初 級電流僅在功率開關的導通時間期間流動，從而是被與功率開關的關斷時間相對應的空白 隔開的一系列三角形，如圖2中所示。這種"斬波"導致初級電流的平均值小于峰值的一半， 并且導致該初級電流的平均值取決于三角形的傳號-空號比。因此，與正弦波的包絡不同， 輸入電流不再與峰值包絡成比例，輸入電流將不是正弦波形。
[0060] 為了定量表示，需要對于
重新檢驗方程式（7):
[0061]
[0062] 由于表示初級電流的峰值包絡的項Ipkp( Θ )是正弦波形的，因此失真來源于項 ?^/?^ Θ )(由于初級電流被斬波而引起），該項TQN/T( Θ )是不恒定的（TJ亙定，但是Τ( Θ ) 不恒定）。
[0063] 發明人發現，如果決定Ipkp(0)的電流感測信號Ves(0)使用還與T(0)/TJ^& 例的項恰當地失真，則這將消除由于平均而引入的項WW Θ )，從而得到正弦波形的平均 初級電流，即，得到正弦波的輸入電流。因此，該控制目標可以用下式表示：
[0064]
[0065] 其中，1^被表示為瞬時線路相位Θ的函數。實際上，對于與現有技術不同的方法， 該??不一定是恒定的。
[0066] 圖7示出了 hi-PF QR回掃轉換器100,從而示出了滿足該控制目標的新穎方法的 一個實施例。轉換器1〇〇具有初級側橋式整流器102,該初級側橋式整流器在其輸入104處 從交流電力線接收交流電壓V a。，并且產生經整流的電壓Vin ( Θ )。橋式整流器102耦合到電 容器Cin，該電容器用于經整流的電壓νιη(θ)的高頻平滑濾波器。變壓器106的初級繞組 Lp具有耦合到電容器C ιη的一端，并且包括輔助繞組L aux。初級繞組Lp的另一端耦合到功率 開關Μ的漏極。功率開關Μ具有通過感測電阻器Rs耦合到接地端的源極端子。感測電阻 器Rs使得能夠將流經功率開關Μ以及初級繞組L p的電流讀取為跨電阻器本身的電壓降。 控制器110控制功率開關M。如圖1中的轉換器20,轉換器100包括：電阻分壓器Ra-Rb， 該電阻分壓器與電容器C in并聯；以及箝位電路27,該箝位電路用于將由于初級繞組Lp的漏 磁電感而產生的漏極電壓上的尖峰箝位。
[0067] 在轉換器100的次級側上，變換器106的次級繞組Ls的一端連接到次級接地端， 另一端連接到二極管D的陽極。二極管D的陰極連接到電容器(：_的正極板，該電容器的 負極板連接到次級接地端。輸出電壓向負載（未圖示）供電。待調節的量（輸出電壓 或者輸出電流1_)與參考值進行比較，并且生成誤差信號IFB。該信號通過隔離的反饋 塊108傳輸到初級側，通常由光耦合器（未圖示）執行。在初級側上，該誤差信號IFB是從 控制器100中的專用引腳FB灌入的，在所述引腳FB上產生控制電壓V。。總控制環路的開 環帶寬取決于位于隔離的反饋塊108內部的頻率補償網絡。
[0068] 控制器110包括驅動電路111，用于部分地基于減法電路120來驅動功率開關M。 驅動電路111包括驅動器112、置位復位（SR)觸發器114、比較器116、零交叉檢測器115、 啟動器塊117和OR門119。零交叉檢測器115、啟動器塊117和OR門119的功能與圖1中 的轉換器20的Z⑶36、啟動器塊40和OR門38相同。類似于圖1中的驅動器35,驅動器 112從SR觸發器114接收輸出信號Q。觸發器114由Z⑶115或啟動器117經由OR門119 來設定，并且由比較器116復位，該比較器在第一輸入處從減法電路120接收信號，并且在 第二輸入處從乘法器118接收信號。乘法器118在第一輸入處接收控制電壓V。，并且通過 使用指示了經整流的輸入電壓ν ιη(θ)的第二信號，來對控制電壓進行乘法。優選地，在乘 法器118處接收的第二信號是由電阻分壓器Ra-Rb在引腳MULT處產生的信號。
[0069] 將控制器110與圖1中的控制器29進行比較，可清楚地看出，減法電路120是新 增的。與圖1中的比較器32不同，比較器116的非反相輸入不直接連接到電流感測引腳 (CS)，而是連接到電壓減法電路120的輸出。減法電路120產生減法信號，該減法信號是電 流感測引腳上的感測信號V es(t，Θ)與外部電容器(；產生的電壓信號Vet(0)之間的差值。 因此，饋送到比較器116的非反相輸入的電壓的峰值包絡是V es( Θ )-Vct( Θ )。減法電路120 包括電流發生器122,該電流發生器基于乘法器118的輸出產生電流ΙΛ( Θ )。電流發生器 122耦合到第一開關124、第二開關126和第三開關128。第一開關124和第三開關128優 選地在觸發器114的輸出Q為高時，即，當功率開關Μ導通時，閉合。第二開關126在觸發 器的輸出Q為低，即，功率開關Μ關斷時，閉合。
[0070] 電阻器Rt在信號Q為高時，即，在功率開關Μ的導通時間期間，經由第三開關128 耦合到接地端，并且并聯到電容器C t;并且在Q為低時，即，在功率開關Μ的關斷時間期間， 斷開連接。電流發生器122在信號Q為低時，即，在功率開關Μ的關斷時間期間，通過第二 開關126連接到(；電容器；并且在Q為高時，即，在功率開關Μ的導通時間期間，通過第一 開關124連接到接地。在一個替代實施例中，電流發生器122的端子可以在信號Q為高時 短路在一起。
[0071] 跨電容器(；形成的電壓是電容信號Vc t( Θ )，并且饋送到減法器130的負輸入，而 來自引腳CS的信號Vcs(t，Θ )饋送到減法器130的正輸入。減法器130隨后輸出具有值 Vcs(t，Θ )-Vct( Θ )的減法信號。此減法信號是減法電路120的輸出，并且提供到比較器116 的非反相輸入。
[0072] -個替代實施例可以將電容器Ct并入控制器110中，從而省去控制器110的一個 引腳以及一個外部部件。
[0073] 電流發生器122提供的電流ΙΛ( Θ )可以表示為：
[0074] Ich(9) = gnVCs,REF(9) Ο)
[0075] 其中gni是電流發生器122的電流到電壓增益，而VCS， REF( θ )是電流參考電壓，該電 流參考電壓是乘法器電路118的輸出：
[0076] VCSiREF(0) =KM Kp(VPKsin9)Vc (10)
[0077] 其中KM是乘法器118的增益。
[0078] 控制電壓V。沿線路半循環幾乎恒定，導致充電電流I Θ )(在功率開關Μ關斷期 間）具有正弦波形。
[0079] 以下分析的假設T(0)〈〈Rt Ct〈〈l/fV。這使得跨(；的切換頻率脈動可忽略，并且 使得電流ΙΛ( Θ )能夠被視作在每個切換循環內恒定。
[0080] 也就是說，可以通過電荷平衡得出跨Ct形成的電壓Vc t( Θ ):
[0081]
(11)
[0082] 對Vct ( θ )進行求解，并且考慮到方程式（9):
[0083]
[0084] 減法電路120的輸出，即Ves( Θ )-Vct( Θ )，饋送到比較器116的非反相輸入。考慮 到由控制環路施加的關斷條件，即Vcs( Θ )-Vct( Θ ) = VCS,REF( Θ )，電流感測引腳電壓Vcs( Θ ) 可導致：
[0085] Vcs( 9 ) = VCSiREF( Θ )+Vct( Θ ) (13)
[0086] 考慮到方程式（10)和（12)，求解方程式（13)，可以得出Vcs( θ )電壓：
[0087]
[0088] 現在假設電流發生器122的gni電流到電壓增益被設計為獲得gniR t= 1，則方程式 (14)成為：
[0089]
(15)
[0090] 在Vcsx= KM Kp VPK V。的情況下，該方程式（15)與方程式（8)的形式相同。因此， 可以得出，圖7中的控制電路實施了一種控制方法，該控制方法可在Hi-PF QR回掃轉換器 100中實現正弦波輸入電流。
[0091] 圖8示出了圖7中的轉換器100的波形。左手側是處于切換周期時間標度上的波 形，而右手側是處于線路循環時間標度上的波形。
[0092] 圖9和圖10示出了圖7中的轉換器100的仿真結果。值得注意的是輸入電流的 失真水平非常低（在V in= llOVac的情況下約3. 5%，在Vin= 230Vac的情況下約2. 2% )， 這是由于輸入EMI濾波器以及在功率電路和控制電路中考慮到的非理想因素的影響。
[0093] 圖11示出了用THD(左）和PF(右）對圖1中的現有技術轉換器20與圖7中的 轉換器100之間的仿真結果比較。該新穎方法相對于現有技術改進顯著。
[0094] 以上描述的多個實施例可以相互組合，以提供其他實施例。可以根據以上詳細說 明，對各個實施例做出這些和其他改變。通常，在隨附的權利要求書中，所使用術語不應被 解釋為是限制對說明書和權利要求書中公開的具體實施例的權利主張，而是應解釋為包括 所有可能的實施例，同時包括享有該等權利要求的等同物的全范圍。因此，權利要求書不受 限于本公開。
【主權項】
1. 一種裝置，用于控制功率電路的功率晶體管，所述裝置包括： 驅動電路，所述驅動電路具有被配置成接收電壓參考信號的第一輸入、被配置成接收 減法信號的第二輸入、以及被配置成基于所述電壓參考信號和所述減法信號來驅動所述功 率晶體管的輸出； 乘法器，所述乘法器具有被配置成接收基于來自所述功率電路的反饋信號的第一信號 的第一輸入、被配置成接收基于所述功率電路的輸入電壓的第二信號的第二輸入、以及被 配置成提供所述電壓參考信號的輸出；以及 減法電路，所述減法電路被配置成提供基于第三信號與感測信號之間的差值的所述減 法信號，所述第三信號基于所述參考電壓信號，所述感測信號指示流經所述功率晶體管的 電流。2. 根據權利要求1所述的裝置，其中所述減法電路包括： 電流發生器，所述電流發生器耦合到所述乘法器，并且被配置成基于所述電壓參考信 號產生電容器信號；以及 減法器，所述減法器被配置成從所述感測信號減去所述電容器信號，從而產生所述減 法ig號。3. 根據權利要求1所述的裝置，其中所述減法電路還包括： 第一開關，所述第一開關被配置成在所述功率晶體管導通時，將所述電流發生器耦合 到電壓供給端子； 第二開關，所述第二開關被配置成在所述功率晶體管關斷時，將所述電流發生器耦合 到所述減法器；以及 第三開關，所述第三開關被配置成在所述功率晶體管導通時，將所述減法器耦合到所 述電壓供給端子。4. 根據權利要求3所述的裝置，其中所述減法電路還包括： 電容器，所述電容器耦合在所述減法器與所述電壓供給端子之間，其中所述第二開關 被配置成將所述電流發生器連接到所述電容器。5. 根據權利要求4所述的裝置，其中所述減法電路還包括： 電阻器，所述電阻器耦合在所述減法器與所述第三開關之間，其中所述電阻器被配置 成在所述第三開關閉合時，將所述電容器放電。6. 根據權利要求1所述的裝置，其中所述驅動電路包括： 比較器，所述比較器具有耦合到所述乘法器的第一輸入、以及耦合到所述減法電路的 第二輸入，所述比較器被配置成將所述電壓參考信號與所述減法信號進行比較。7. 根據權利要求6所述的裝置，其中所述驅動電路被配置成在所述減法信號等于所述 電壓參考信號時，關斷所述功率晶體管。8. 根據權利要求6所述的裝置，其中所述驅動電路還包括： 觸發器，所述觸發器具有耦合到所述比較器的所述輸出的復位輸入、以及輸出；以及 驅動器，所述驅動器具有耦合到所述觸發器的所述輸出的輸入、以及被配置成基于來 自所述觸發器的所述輸出的信號來控制所述功率晶體管的輸出。9. 一種裝置，用于控制功率電路的驅動電路，所述裝置包括： 乘法器，所述乘法器具有被配置成接收基于來自所述功率電路的反饋信號的第一信號 的第一輸入、被配置成接收指示所述功率電路的輸入電壓的第二信號的第二輸入、以及被 配置成提供所述電壓參考信號的輸出；以及 減法電路，所述減法電路被配置成提供基于第三信號與感測信號之間的差值的所述減 法信號，所述第三信號基于所述參考電壓信號，所述感測信號指示流經所述功率電路的功 率晶體管的電流。10. 根據權利要求9所述的裝置，其中所述減法電路包括： 電流發生器，所述電流發生器耦合到所述乘法器，并且被配置成基于所述電壓參考信 號產生電容器信號；以及 減法器，所述減法器被配置成從所述感測信號減去所述電容器信號，從而產生所述減 法ig號。11. 根據權利要求9所述的裝置，其中所述減法電路還包括： 第一開關，所述第一開關被配置成在所述功率晶體管導通時，將所述電流發生器耦合 到電壓供給端子； 第二開關，所述第二開關被配置成在所述功率晶體管關斷時，將所述電流發生器耦合 到所述減法器；以及 第三開關，所述第三開關被配置成在所述功率晶體管導通時，將所述減法器耦合到所 述電壓供給端子。12. 根據權利要求11所述的裝置，其中所述減法電路還包括： 電容器，所述電容器耦合在所述減法器與所述供給電壓端子之間，其中所述第二開關 被配置成將所述電流發生器連接到所述電容器。13. 根據權利要求12所述的裝置，其中所述減法電路還包括： 電阻器，所述電阻器耦合在所述減法器與所述第三開關之間，其中所述電阻器被配置 成在所述第三開關閉合時，將所述電容器放電。14. 根據權利要求9所述的裝置，其中所述驅動電路包括： 比較器，所述比較器具有耦合到所述乘法器的第一輸入、以及耦合到所述減法電路的 第二輸入，所述比較器被配置成將所述電壓參考信號與所述減法信號進行比較，所述驅動 器被配置成在所述減法信號等于所述電壓參考信號時關斷所述功率晶體管。15. 根據權利要求14所述的裝置，其中所述驅動電路還包括： 觸發器，所述觸發器具有耦合到所述比較器的所述輸出的復位輸入、以及輸出；以及 驅動器，所述驅動器具有耦合到所述觸發器的所述輸出的輸入、以及被配置成基于從 所述觸發器的所述輸出接收到的信號來控制所述功率晶體管的輸出。16. -種系統，所述系統包括： 整流器，所述整流器具有輸入，并且被配置成輸出經整流的電壓； 變壓器，所述變壓器具有初級繞組，所述初級繞組被配置成接收來自所述整流器的正 弦輸入電流； 功率晶體管，所述功率晶體管耦合到所述變壓器的所述初級繞組，并且被配置成驅動 所述變壓器； 驅動電路，所述驅動電路被配置成基于電壓參考信號和減法信號來驅動所述功率晶體 管；以及 控制電路，所述控制電路被配置成產生所述電壓參考信號和所述減法信號，所述控制 電路具有： 乘法器，所述乘法器具有被配置成接收基于來自所述功率電路的反饋信號的第一信號 的第一輸入、被配置成接收基于所述功率電路的輸入電壓的第二信號的第二輸入、以及被 配置成提供所述電壓參考信號的輸出； 減法電路，所述減法電路被配置成提供基于第三信號與感測信號之間的差值的所述減 法信號，所述第三信號基于所述參考電壓信號，所述感測信號指示流經所述功率晶體管的 電流。17. 根據權利要求16所述的系統，其中所述驅動電路包括： 比較器，所述比較器具有耦合到所述乘法器的第一輸入、以及耦合到所述減法電路的 第二輸入，所述比較器被配置成將所述電壓參考信號與所述減法信號進行比較。18. 根據權利要求17所述的系統，其中所述驅動電路被配置成在所述減法信號等于所 述電壓參考信號時，關斷所述功率晶體管。19. 根據權利要求17所述的系統，其中所述驅動電路還包括： 觸發器，所述觸發器具有耦合到所述比較器的所述輸出的復位輸入、以及輸出；以及 驅動器，所述驅動器具有耦合到所述觸發器的所述輸出的輸入、以及被配置成基于從 所述觸發器的所述輸出接收到的信號來控制所述功率晶體管的輸出。20. 根據權利要求16所述的系統，其中所述減法電路包括： 電流發生器，所述電流發生器耦合到所述乘法器，并且被配置成基于所述電壓參考信 號產生電容器信號；以及 減法器，所述減法器被配置成從所述感測信號減去所述電容器信號，從而產生所述減 法ig號。21. 根據權利要求20所述的系統，其中所述減法電路還包括： 第一開關，所述第一開關被配置成在所述功率晶體管導通時，將所述電流發生器耦合 到電壓供給端子； 第二開關，所述第二開關被配置成在所述功率晶體管關斷時，將所述電流發生器耦合 到所述減法器；以及 第三開關，所述第三開關被配置成在所述功率晶體管導通時，將所述減法器耦合到所 述電壓供給端子。22. 根據權利要求21所述的裝置，其中所述減法電路還包括： 電容器，所述電容器耦合在所述減法器與所述供給電壓端子之間，其中所述第二開關 被配置成將所述電流發生器連接到所述電容器。23. 根據權利要求22所述的裝置，其中所述減法電路還包括： 電阻器，所述電阻器耦合在所述減法器與所述第三開關之間，其中所述電阻器被配置 成在所述第三開關閉合時，將所述電容器放電。24. -種用于控制功率電路的功率晶體管的方法，所述方法包括： 通過將第一信號與第二信號相乘，來提供電壓參考信號，所述第一信號基于來自所述 功率電路的反饋信號，所述第二信號基于所述功率電路的輸入電壓； 提供基于第三信號與感測信號之間的差值的減法信號，所述第三信號基于所述參考電 壓信號，所述感測信號指示流經所述功率晶體管的電流；以及 基于電壓參考信號和減法信號來驅動所述功率晶體管。25.根據權利要求24所述的方法，其中提供所述減法信號包括： 使用電流發生器對電容器進行充電，以及使用電阻器對所述電容器進行放電，所述第 三信號是所述電容器上的電壓；以及 從所述感測信號減去所述第三信號，以產生所述減法信號。
【文檔編號】H02M1/42GK105991050SQ201510830556
【公開日】2016年10月5日
【申請日】2015年11月25日
【發明人】G·格里蒂
【申請人】意法半導體股份有限公司