車載充電器、車載充電器的浪涌抑制方法

車載充電器、車載充電器的浪涌抑制方法
【專利摘要】絕緣DC/DC轉換器(3)包括全橋式的開關電路，變壓器(6)的一次繞組和諧振用電抗器(5)串聯連接，各自的另一端連接至開關元件的中點，將第一和第二浪涌抑制用二極管(D5、D6)分別設置在諧振用電抗器(5)與變壓器(6)的一次繞組的連接點同電容器(4)的正極側和負極側之間。利用上述結構，通過將由變壓器(6)二次側的整流用二極管(D1～D4)的恢復引起的諧振用電抗器(5)的浪涌能量經由浪涌抑制用二極管(D5、D6)釋放，抑制施加在變壓器上的浪涌電壓。
【專利說明】
車載充電器、車載充電器的浪涌抑制方法
技術領域
[0001 ]本發明涉及用于對電池進行充電的車載充電器等，該電池向EV (電動汽車)/PHEV(插入式混合動力電動汽車)等的電動車輛用的電動機提供電力。
【背景技術】
[0002]作為電動車輛的類型，存在僅具有電動機作為驅動源的車輛、和具有電動機和發動機作為驅動源的混合動力車輛。無論哪種類型的電動車輛，為了向電動機提供電力，都具有作為蓄電設備的電池，在電池的剩余容量下降時，需要從外部對電池進行充電。此外，在具有電動機和發動機作為驅動源的混合動力車輛中，通常通過發動機驅動來對電池進行充電。但是，也存在通過從外部電源提供電力從而對電池進行充電，而不是發動機驅動。
[0003]在具有上述的電動機的電動車輛中，搭載將商用電源升壓并轉換成直流電的車載充電器，使得能使用家庭用的商用電源作為外部電源對電池進行充電。而且，近年來，EV/PHEV等的電動車輛已經普及，其結果是對于車載充電器，汽車制造商希望小型化、低成本化，用戶希望充電高效化以縮短電池的充電時間。
[0004]此外，車載充電器經由公共電網從家庭用的商用電源對電動車輛內的電池進行充電，因此車輛和家庭環境能一體化。為此，隨著電動車輛的普及，要求在電動車輛的EMC(electromagnetic compatibility:電磁兼容性)測試、和與公共電網相關的民用設備的EMC測試這兩個環境下的可靠性以及品質保證。因而，在上述的情況下，車載充電器的EMC規范比一般的電器元件更嚴。
[0005]此處，車載充電器一般由AC/DC轉換器和絕緣型DC/DC轉換器(以下，稱為絕緣DC/DC轉換器)構成。此外，為了使車載充電器小型化、低成本化，必須使變壓器、電抗器等磁性元器件小型化，并希望開關頻率高頻化。然而，伴隨高頻驅動，產生二極管的恢復損耗增大、浪涌電壓增大等問題。特別是在車載充電器的情況下，高電壓電池與絕緣DC/DC轉換器的輸出側連接。因此，由于在變壓器的二次側產生的浪涌電壓變高，因此有可能導致元件的耐壓增加、損耗增加、以及EMC惡化。因而，要求抑制在絕緣DC/DC轉換器的二次側整流電路產生的浪涌電壓。
[0006]因此，作為第一現有技術，已知有通過具備RCD緩沖電路來抑制浪涌電壓的DC/DC轉換器(例如，參照下述專利文獻I)。
現有技術文獻專利文獻
[0007]專利文獻I:日本專利特開2008 — 79403號公報專利文獻2:日本專利特開2000 —16624號公報

【發明內容】

發明所要解決的技術問題
[0008]然而，在現有技術中存在下述那樣的問題。 在上述專利文獻I中記載的現有技術中，在用于車載充電器所具備的高電壓、大功率輸出的絕緣DC/DC轉換器電路的情況下，由于ROKresidual current device —剩余電流保護器)緩沖電路所使用的緩沖電阻的損耗以及發熱會增大，因此緩沖電阻自身的規格需要變大。在上述的情況下，由于緩沖電阻的尺寸大型化，因此存在成本變高的問題。此外，為了抑制緩沖電阻的發熱，要求提高冷卻能力，存在車載充電器的殼體自身的尺寸大型化的問題。因而，在要求尺寸的小型化以及功率轉換效率的高效率化的車載充電器中，要避免使用RCD緩沖電路。
[0009]因此，近年來，開發了高耐壓且散熱性也較好而且恢復損耗較小的寬帶隙的SiC肖特基勢皇二極管，通過在絕緣DC/DC轉換器的二次側整流電路上使用SiC—SBD(肖特基勢皇二極管)，二極管恢復所引起的浪涌電壓也大幅減少，可實現不使用緩沖電路的轉換器電路。這是因為SiC肖特基勢皇二極管是單極元件，因此與以Si二極管一FRD(Fast RecoveryD1de—快恢復二極管)為代表的雙極元件不同，沒有少量載流子的蓄積，其結果二極管的反向恢復時間比FRD更快，并且沒有溫度依賴性。
[0010]然而，SiC二極管與一般的Si二極管相比價格更高，若整流電路全部使用SiC肖特基勢皇二極管，則車載充電器自身的成本會大幅地增加。
[0011 ]本發明是為了解決上述的問題而完成的，其目的是獲得一種通過不使用緩沖電阻就可實現且能抑制成本增加的電路結構來抑制二極管的恢復浪涌電壓的車載充電器等。
解決技術問題的技術方案
[0012]本發明涉及一種利用從外部電源提供的交流電力對向車輛驅動用的電動機供電的電池進行充電的車載充電器，其特征在于，包括:AC/DC轉換器，該AC/DC轉換器用于輸入所述交流電力；DC/DC轉換器，該DC/DC轉換器連接在所述AC/DC轉換器和所述電池之間；以及控制部，該控制部對所述AC/DC轉換器和DC/DC轉換器進行控制，所述DC/DC轉換器包括:具有一次繞組和二次繞組的變壓器、與所述一次繞組串聯連接的電抗器、第一浪涌抑制用二極管和第二浪涌抑制用二極管、由分別串聯連接在所述DC/DC轉換器的正側輸入端與負側輸入端間的2對開關元件構成的全橋式開關電路、連接在所述DC/DC轉換器的正側輸入端與負側輸入端間的電容器、以及設置在所述二次繞組側的整流電路和平滑電路，所述電抗器的不連接所述一次繞組的一端和所述一次繞組的不連接所述電抗器的一端分別連接在所述開關電路的2對開關元件的不同開關元件對的開關元件之間，所述第一浪涌抑制用二極管的陽極側和所述第二浪涌抑制用二極管的陰極側連接在所述電抗器和所述一次繞組的連接點上，所述第一浪涌抑制用二極管的陰極側與所述DC/DC轉換器的正側輸入端連接，所述第二浪涌抑制用二極管的陽極側與所述DC/DC轉換器的負側輸入端連接。
發明效果
[0013]在本發明中，通過在DC/DC轉換器中設置利用浪涌抑制用二極管將二次側的整流電路的整流用二極管的恢復電流所引起的浪涌的能量旁通至開關元件、電容器側的路徑，從而抑制浪涌電壓施加到變壓器上，在變壓器的一次側僅施加電容器的電壓。結果，在變壓器的二次側不產生浪涌電壓。其結果，能獲得更低損耗且更高轉換效率的、能簡化冷卻裝置等的散熱結構并能小型化的車載充電器。
【附圖說明】
[0014]圖1是本發明的實施方式I的車載充電器整體的概要結構圖。
圖2是表示本發明的實施方式I的絕緣DC/DC轉換器的半導體開關元件的動作的圖。
圖3是表示本發明的實施方式I的絕緣DC/DC轉換器在動作時的各電壓電流波形的圖。
圖4是用于說明本發明的實施方式I的車載充電器的圖，是使用全橋式結構的由半導體開關元件和二極管構成的一般的絕緣DC/DC轉換器的車載充電器的電路圖。
圖5是示出了圖4的各半導體開關元件導通/截止時的電流路徑的圖。
圖6是示出了圖5之后的電流路徑的圖。
圖7是示出了圖6之后的電流路徑的圖。
圖8是示出了圖7之后的電流路徑的圖。
圖9是示出了圖8之后的電流路徑的圖。
圖10是示出了圖4的整流用二極管的電流以及電壓的隨時間變化的圖。
圖11是示出了本發明的實施方式I的車載充電器的各半導體開關元件導通/截止時的電流路徑的圖。
圖12是示出了本發明的實施方式I的車載充電器的整流用二極管的電流以及電壓的隨時間變化的圖。
圖13是本發明的實施方式2的車載充電器的電路部分的概要結構圖。
圖14是示出了本發明的實施方式2的絕緣DC/DC轉換器的半導體開關元件的動作和各電壓電流波形的圖。
圖15是示出了在本發明的實施方式2中圖14的各半導體開關元件導通/截止時的電流路徑的圖。
圖16是示出了圖15之后的電流路徑的圖。
圖17是示出了圖16之后的電流路徑的圖。
圖18是示出了圖17之后的電流路徑的圖。
圖19是示出了圖18之后的電流路徑的圖。
圖20是示出了圖19之后的電流路徑的圖。
圖21是示出了圖20之后的電流路徑的圖。
圖22是示出了圖21之后的電流路徑的圖。
圖23是示出了對于本發明的實施方式2的交流電源的交流電壓利用AC/DC轉換器進行整流后的波形和利用AC/DC轉換器進行升壓后的電容器的電壓的圖。
圖24是示出了本發明的實施方式3的絕緣DC/DC轉換器的半導體開關元件的動作和各電壓電流波形的圖。
圖25是示出了在本發明的實施方式3中圖24的各半導體開關元件導通/截止時的電流路徑的圖。
圖26是示出了圖25之后的電流路徑的圖。
圖27是示出了圖26之后的電流路徑的圖。
圖28是示出了圖27之后的電流路徑的圖。
圖29是示出了圖28之后的電流路徑的圖。
圖30是示出了圖29之后的電流路徑的圖。
圖31是示出了圖30之后的電流路徑的圖。 圖32是示出了圖31之后的電流路徑的圖。
圖33是本發明的實施方式4的車載充電器的電路部分的概要結構圖。
圖34是本發明的實施方式4的車載充電器的開關模式切換判定部的動作流程圖。
圖35是本發明的實施方式5的車載充電器的電路部分的概要結構圖。
圖36是示出了本發明的實施方式5的各半導體開關元件導通/截止時的電流路徑的圖。 圖37是示出了圖36之后的電流路徑的圖。
圖38是示出了圖37之后的電流路徑的圖。
圖39是示出了圖38之后的電流路徑的圖。
圖40是示出了圖39之后的電流路徑的圖。
圖41是示出了圖40之后的電流路徑的圖。
圖42是示出了圖41之后的電流路徑的圖。
圖43是示出了圖42之后的電流路徑的圖。
【具體實施方式】
[0015]以下，對于本發明的車載充電器等根據優選的實施方式，使用附圖進行說明。此夕卜，在說明中，對于相同的或相當的部分標注相同的或相當的標號，并省略重復的說明。
[0016]實施方式I
圖1是本發明的實施方式I的車載充電器整體的概要結構圖。如圖1所示，在車載充電器11的輸入側，連接作為外部電源(交流輸入電源)的交流電源1(以下，僅稱為交流電源I)。此夕卜，在車載充電器11的輸出側，連接作為負載的高電壓的電池10(以下，稱為高電壓電池10)。該高電壓電池10向車輛驅動用的電動機提供所積蓄的電力。
[0017]車載充電器11包括將交流電壓轉換成直流電壓的AC/DC轉換器2和絕緣DC/DC轉換器3，該絕緣DC/DC轉換器3通過將AC/DC轉換器2生成的直流電壓升壓，并將升壓后的直流電壓施加到高電壓電池10上，從而向高電壓電池10提供電力。此外，在AC/DC轉換器2和絕緣DC/DC轉換器3之間連接電容器4。
[0018]絕緣DC/DC轉換器3包括:4個半導體開關元件Ql?Q4、2個浪涌抑制用二極管D5?D6、外置的諧振用電抗器5、絕緣變壓器6、4個整流用二極管Dl?D4、以及由平滑用電抗器7和平滑用電容器8構成的平滑電路9。
[0019]在電容器4的后級，連接4個半導體開關元件Ql?Q4，例如，能使用MOSFET作為這些半導體開關元件Ql?Q4。此外，半導體開關元件Q1、Q3的漏極與電容器4的正極側連接，半導體開關元件Q2、Q4的源極與電容器4的負極側連接。
[0020]絕緣變壓器6的一次繞組的一端與諧振用電抗器5的一端連接，另一端連接至半導體開關元件Q3的源極與半導體開關元件Q4的漏極的連接點。此外，諧振用電抗器5的另一端連接至半導體開關元件Ql的源極與半導體開關元件Q2的漏極的連接點。
即，全橋式的開關電路Ql?Q4由分別串聯連接在絕緣DC/DC轉換器即電容器4的正側輸入端與負側輸入端之間的2對開關元件(QI和Q2、Q3和Q4)構成。而且，電抗器5的未連接一次繞組的一端和一次繞組的未連接電抗器5的一端分別連接在開關電路Ql?Q4的2對開關元件(Ql和Q2、Q3和Q4)中不同的開關元件對的開關元件之間。
[0021]浪涌抑制用二極管D5的陽極側連接至諧振用電抗器5和絕緣變壓器6的連接點，浪涌抑制用二極管D5的陰極側與電容器4的正極側連接。，
而浪涌抑制用二極管D6的陰極側連接至諧振用電抗器5和絕緣變壓器6的連接點，浪涌抑制用二極管D6的陽極側與電容器4的負極側連接。
[0022]整流用二極管Dl?D4以全橋式結構連接至絕緣變壓器6的二次繞組。此外，對于整流用二極管Dl?D4，使用廉價的Si(硅)半導體構成的二極管。此外，以下將由Si半導體構成的二極管稱為Si 二極管。由平滑用電抗器7和平滑用電容器8構成的平滑電路9連接至整流用二極管Dl?D4的后級。
[0023]此處，若采用同步整流方式，則由于需要高耐壓的半導體開關元件、驅動這些開關元件的驅動電路、以及電源，因此增加了成本。此外，若使用耐壓高的二極管而不是Si二極管作為整流用二極管，則大幅地增加了成本。因而，在該實施方式I中，采用具有以全橋式結構連接的Si 二極管的整流電路作為高電壓的絕緣DC/DC轉換器3的整流電路。
[0024]浪涌抑制用二極管D5?D6使用Si二極管的快恢復二極管(FRD)。這是因為在Si二極管中，恢復時間和Vf (二極管截止的正向電壓)存在權衡關系，為了減輕導通損耗、提高效率，浪涌抑制用二極管D5?D6使用Vf較低的FRD。
[0025]此外，對高電壓電池10進行充電的絕緣DC/DC轉換器3是升壓轉換器，因此絕緣變壓器6的繞組比(N1: N2)為I以上，S卩絕緣變壓器6的二次繞組與一次繞組的匝數比為I以上。
而且車載充電器通過控制部Ilc來進行各種控制，包含表示車載充電器的電路部分的車載充電器11的AC/DC轉換器2、絕緣DC/DC轉換器3的開關控制等。
[0026]接著，對于絕緣DC/DC轉換器3的基本動作參照圖2以及圖3進行說明。此外，在該實施方式I中舉例示出的絕緣DC/DC轉換器3是一般的全橋式結構的絕緣DC/DC轉換器，采用的開關方式為硬開關方式。
[0027]圖2是表示本發明的實施方式I的絕緣DC/DC轉換器3的半導體開關元件的動作的圖。圖2中的Tdc表示開關周期，td表示死區時間。
[0028]如圖2所示，半導體開關元件Q1、Q4導通的情況下，流過絕緣變壓器6的一次繞組側(一次側)的電流按照電容器4—半導體開關元件Q1 —諧振用電抗器5—絕緣變壓器6(—次偵半導體開關元件Q4的順序流過各路徑。此外，絕緣變壓器6將電力從一次側傳遞至二次側。接著，流過絕緣變壓器6的二次繞組側(二次側)的電流按照絕緣變壓器6( 二次側)—整流用二極管D1—平滑用電抗器7—高電壓電池10—整流用二極管D4的順序流過各路徑。
[0029]相同地，在半導體開關元件Q2、Q3導通的情況下，流過絕緣變壓器6的一次側的電流按照電容器4—半導體開關元件Q3—絕緣變壓器6—諧振用電抗器5—半導體開關元件Q2的順序流過各路徑。接著，流過絕緣變壓器6的二次繞組側的電流按照絕緣變壓器6( 二次側)—整流用二極管D3—平滑用電抗器7—高電壓電池10—整流用二極管D2的順序流過各路徑。
[0030]圖3是表示本發明的實施方式I的絕緣DC/DC轉換器3在動作時的各電壓電流波形的圖。此處，將圖3中的符號如下進行定義。
Vtrl:絕緣變壓器6的一次側電壓 Itrl:絕緣變壓器6的一次側電流 Vtr2:絕緣變壓器6的二次側電壓 Itr2:絕緣變壓器6的二次側電流 lout:流過平滑用電抗器7的電流
絕緣變壓器的一次側電流的峰值表示二極管的恢復引起的沖擊電流。
[0031]此外，還如圖2中所示，為了防止短路，因此設置死區時間td。此外，雖然諧振用電抗器5采用一般的電抗器，但是不限于此，還可以是例如圖案和布線的電感分量。
[0032]接著，對于二極管的恢復引起的浪涌產生的機理參照圖4?圖10進行說明。圖4是用于說明本發明的實施方式I的車載充電器11的圖，是使用全橋式結構的由半導體開關元件和二極管構成的一般的絕緣DC/DC轉換器的車載充電器的電路圖。圖5?9示出圖4的各半導體開關元件Ql?Q4導通/截止時流過車載充電器的電路的電流路徑的隨時間變化。圖10是示出圖4的整流用二極管D3的電流ID3以及電壓VD3的隨時間變化的圖。
[0033]在時刻t0，半導體開關元件Q2、Q3導通而半導體開關元件Ql、Q4截止時，流過絕緣變壓器6的一次側以及二次側的各電流的路徑為圖5所示的路徑。
[0034]在時刻tl，若半導體開關元件Ql?Q4全部截止，則絕緣變壓器6的一次側沒有電流流過。而在絕緣變壓器6的二次側，通過平滑用電抗器7繼續流過和之前(時刻tl以前)相同方向的電流。這是根據當線圈產生磁通變化時，在妨礙其磁通變化的方向上會產生磁通并且產生感應電動勢的楞次定律，在半導體開關元件Ql?Q4全部截止的瞬間，平滑用電抗器7相當于恒流源。此外，由于半導體開關元件Ql?Q4全部截止，在絕緣變壓器6的一次側不產生電壓，因此在絕緣變壓器6的二次側也不產生電壓。因此，流過平滑用電抗器7的電流的路徑成為如圖6)所示的路徑。
[0035]此外，如圖1O所示，在時刻t= 11，整流用二極管D3的電流ID3 (以下，僅稱為電流ID3)的大小為IF，整流用二極管D3的電壓VD3(以下，僅稱為電壓VD3)大小為VF。
[0036]在時刻t2，當半導體開關元件Q1、Q4成為導通時，在絕緣變壓器6的一次側產生電壓，因此絕緣變壓器6的二次側也產生電壓。然而，由于流過平滑用電抗器7的電流流過整流用二極管Dl?D4(相當于圖7中的虛線箭頭)，因此絕緣變壓器6的二次側事實上被短路。在上述的情況下，流過絕緣變壓器6的二次側的電流的路徑成為圖7所示的實線箭頭的路徑。此外，在圖7中，隨著從時刻t2起時間的流逝，流過整流用二極管Dl、D4的電流逐漸增加，另一方面流過整流用二極管D2、D3的電流減少。
[0037]此外，如圖10所示，在時刻t2，與時刻tl相同地，電流ID3的大小為IF，電壓VD3的大小為VF。
[0038]隨著從時刻t2起時間的流逝，整流用二極管D2、D3的電流減少，在正向電流達到OA以下的瞬間，整流用二極管D2、D3中流過恢復電流(或者是反向恢復電流)。接著，流過整流用二極管D2、D3的恢復電流的路徑成為圖8所示的路徑。此外，在整流用二極管D2、D3中，SP使在提供正向偏置的導通狀態下使偏置方向(極性)發生變化而被提供反向偏置，通過積蓄的載流子也有可能變成可通電的狀態。
[0039]此外，如圖10所示，隨著從時刻t2起時間的流逝，電流ID3的大小從IF減小為O。在上述的情況下，由于恢復電流流過，因此隨著從電流ID3的大小為O的時刻起時間的流逝，該大小從O開始增加，在時刻t3達到最大。而且，隨著從時刻t2起時間的流逝，電壓VD3的大小從VF開始減小，在時刻t3為O。
[0040]該恢復電流也流過絕緣變壓器6的一次側。此處，整流用二極管D2、D3在恢復動作過程中，隨著積蓄的載流子減少，恢復電流逐漸減少，最終不再流過。然而，該恢復電流的減少率(=di/dt)和諧振用電抗器5的電感分量(=L)會導致產生浪涌電壓VL(=LXdi/dt)。因此，絕緣變壓器電壓Vtrl除了電容器4的電壓以外，還施加該浪涌電壓VL。
[0041 ] Vdc:電容器4的電壓
d i /dt:整流用二極管恢復電流的減少率
diVdt:流過絕緣變壓器6的一次側的整流用二極管恢復電流的減少率 N:絕緣變壓器繞組比(N=N2/N1)
L:諧振用電抗器5的電感分量
若如上述進行設定，則在發生恢復時絕緣變壓器6的一次側上施加的電壓為:
[0042]Vtrl =Vdc+L(di Vdt) (I)
[0043]因此，在絕緣變壓器6的二次側產生的電壓為:
[0044]Vtr2 = N.Vtrl=N.Vdc+N.L(di Vdt) (2)
[0045]此時，整流用二極管D2、D3的電壓與絕緣變壓器的二次側電壓相等，因此
[0046]VD2 = VD3 = Vtr2 (3)
[0047]
[0048]在絕緣變壓器6的一次側電壓Vtrl上施加諧振用電抗器5的電感分量所引起的浪涌電壓VL和電容器4的電壓Vdc之和的總和電壓Vtrl( =Vdc+VL)，在絕緣變壓器6的二次側電壓Vtr2上產生將絕緣變壓器的一次側電壓乘以N倍的電壓。例如，在時刻t4，在整流用二極管D3的兩端，如圖9所示，產生將浪涌電壓VL和電容器4的電壓Vdc之和乘以N倍后的電壓。由于諧振用電抗器5的電感分量與布線或者圖案等的電感相比足夠大，因此在該實施方式I中，浪涌電壓VL的產生被作為是由諧振用電抗器5的電感分量引起的來進行處理。
[0049]此外，如圖10所示，隨著從時刻t3起時間的經過，電流ID3的大小逐漸減小，在時刻t4以后最終為O。而且，隨著從時刻t3起時間的經過，電壓VD3的大小從O開始增加，在時刻t4浪涌電壓VL的大小達到最大，因此電壓VD3的大小達到最大。而且，在時刻t4以后，電壓VD3的大小逐漸減小，最終與電容器4的電壓乘以N倍的電壓相等。
[0050]如上所述，由于在高電壓、高頻驅動的絕緣DC/DC轉換器3的整流用二極管Dl?D4中產生過大的浪涌電壓VL，因此一般需要抑制浪涌電壓VL的電路。然而，如上所述，難以在車載充電器使用緩沖電路。
[0051]此處，若使用4個SiC肖特基勢皇二極管作為整流用二極管Dl?D4，則能實現大幅地減少由二極管恢復引起的浪涌電壓的無緩沖電路的轉換器電路。這是因為SiC肖特基勢皇二極管是單極元件，與以Si二極管一FRD為代表的雙極元件不同，沒有少量載流子的蓄積，其結果是二極管的反向恢復時間比FRD更快，并且沒有溫度依賴性。
[0052]然而，SiC二極管與一般的Si 二極管相比價格更高。因而，若使用4個SiC肖特基勢皇二極管作為整流用二極管Dl?D4，則產生了車載充電器自身的成本大幅地增加的問題。
[0053]因此，如之前的圖1所示，在該實施方式I的車載充電器11的絕緣DC/DC轉換器3中，通過使用與SiC 二極管相比較為便宜的Si 二極管作為整流用二極管Dl?D4，在諧振用電抗器5和絕緣變壓器6的連接部位設置浪涌抑制用二極管D5、D6，從而能發揮浪涌抑制效果。
[0054]接著，對于本發明的實施方式I的車載充電器11的絕緣DC/DC轉換器3中抑制浪涌的機理，參照圖11進行說明。圖11是示出了該實施方式I的車載充電器11的各半導體開關元件Ql?Q4導通/截止時的電流路徑的圖。此外，圖11(a)、圖11(b)示出流過車載充電器的電路的電流路徑的隨時間變化。
[0055]圖11(a)是圖示了半導體開關元件Q1、Q4導通時的電流路徑的圖。如上述所說明的，半導體開關元件Q1、Q4導通，在整流用二極管D2、D3中流過恢復電流，在諧振用電抗器5上產生由該恢復電流的減少率(=di/dt)和諧振用電抗器5的電感分量( = L)引起的浪涌電壓VL。但是，產生的浪涌電壓VL超過浪涌抑制用二極管的Vf時，浪涌抑制用二極管D5導通。即，在諧振用電抗器5的浪涌電壓VL>Vf的期間，始終存在流過諧振用電抗器5—浪涌抑制用二極管D5—半導體開關元件Ql的電流路徑(圖11(a)的箭頭Al)。因此，由于在絕緣變壓器6的一次側電壓僅施加電容器4的直流電壓，因此在絕緣變壓器6的二次側電壓不產生浪涌。
[0056]相同地，若此時半導體開關元件Q2、Q3導通，在諧振用電抗器5上產生浪涌電壓，則浪涌抑制用二極管D6導通。即，在諧振用電抗器5的浪涌電壓VL>Vf的期間，始終有沿著諧振用電抗器5—半導體開關元件Q2—浪涌抑制用二極管D6的路徑(圖11(b)的箭頭A2)的電流流過。由于此時在絕緣變壓器6的一次側電壓也僅施加電容器4的直流電壓，因此絕緣變壓器6的二次側電壓不產生浪涌。因而，如圖12所示，整流用二極管D3的電流ID3、電壓VD3獲得用實線表示的隨時間變化特性。
圖12的箭頭A的部分示出諧振用電抗器5的浪涌電壓超過Vf時回流用二極管即浪涌抑制用二極管D6導通的位置。
[0057]根據上述內容，本發明的實施方式I所說明的搭載在電動車輛上的車載充電器是低成本且不需要特別的緩沖電路，并且能抑制由二極管的恢復引起的浪涌電壓。在實施方式I中，雖然開關方式設為硬開關，但不限于此，也可以是軟開關。
此外，絕緣DC/DC轉換器3可以不是絕緣型轉換器，只要是DC/DC轉換器即可。因此，絕緣變壓器6只要是變壓器即可。此外，諧振用電抗器5在以下的實施方式的軟開關的動作中成為諧振用的電抗器，只要是電抗器(線圈)即可(以下相同)。
[0058]實施方式2
以下，對于本發明的實施方式2的車載充電器進行說明。在實施方式I中，對開關方式為硬開關的情況進行了說明，但本發明的結構通過控制部Ilc進行軟開關即移相控制，更能發揮效果。以下進行說明。圖13是實施方式2的車載充電器的電路部分即車載充電器11的概要結構圖。
電路結構雖然與實施方式I基本相同，但是在半導體開關元件Ql?Q4的漏極一源極間，連接諧振用的電容器(以下，稱為諧振用電容器)C1?C4。
[0059]雖然諧振用電容器Cl?C4是外置的電容器，但是不限于此，半導體開關元件的電容也可以是例如MOSFET的漏極一源極間電容。
[0060]對于具備上述的電路的車載充電器11的DCDC轉換器的基本的動作，使用圖14、圖15?22進行說明。此處，作為移相控制，半導體開關元件Q3、Q4比半導體開關元件Q1、Q2先開始導通、截止(相位有提前)十分重要(參照圖14)。
圖14是示出本發明的實施方式2的絕緣DC/DC轉換器的半導體開關元件的動作和各電壓電流波形的圖，圖15?22是示出圖14的各半導體開關元件導通/截止時的電流路徑的圖。
此外，圖14中的斜箭頭示出半導體開關元件間的相位的提前。此外，絕緣變壓器的一次側電流的峰值示出由二極管的恢復引起的沖擊電流。
[0061]在時刻t = t0，若半導體開關元件Ql導通(半導體開關元件Q4已經導通狀態)，半導體開關元件Ql和Q4都導通，則流過絕緣變壓器6的一次繞組側的電流如圖15所示，沿著電容器4—半導體開關元件Q1—諧振用電抗器5—絕緣變壓器6—半導體開關元件Q4的路徑流過(圖15的箭頭BI)。此外，由整流用二極管的恢復引起的在諧振用電抗器5中產生的浪涌電壓在變得比Vf大的瞬間，浪涌抑制用二極管D5導通，沿著諧振用電抗器5—浪涌抑制用二極管D5—半導體開關元件Ql的路徑有電流流過(圖15的箭頭Al:以下將其稱為諧振用電抗器5的浪涌電流)。由此，由于施加在絕緣變壓器6的電壓僅是電容器4的電壓，因此在絕緣變壓器的二次側不產生浪涌。
[0062]在時刻t= tl，若半導體開關元件Q4截止，則諧振用電抗器5的浪涌電流、流過絕緣變壓器6的一次側的電流沿著圖16所示的路徑流過。此時，流過絕緣變壓器6的一次側繞組的電流對諧振用電容器C4進行充電，對諧振用電容器C3進行放電。被充電的諧振用電容器C4的電壓變得比電容器4的兩端的電壓更大時，半導體開關元件Q3內部的體二極管導通。
[0063]在時刻t= t2，若半導體開關元件Q3導通，則諧振用電抗器5的浪涌電流、流過絕緣變壓器6的一次側的電流沿著圖17所示的路徑流過。到剛才為止，由于電流流過半導體開關元件Q3的體二極管，因此在半導體開關元件Q3的兩端施加的電壓為O伏特，所以不產生開關損耗(O伏特開關)。
[0064]在時刻t= t3，若半導體開關元件Ql截止，則諧振用電抗器5的浪涌電流、流過絕緣變壓器6的一次側的電流沿著圖18所示的路徑流過。此時，流過絕緣變壓器6的一次側繞組的電流和諧振用電抗器5的浪涌電流對諧振用電抗器Cl進行充電，對諧振用電容器C2進行放電。被充電的諧振用電容器CI的電壓變得比電容器4的兩端的電壓更大時，半導體開關元件Q2內部的體二極管導通。
[0065]在時刻t= t4，若半導體開關元件Q2導通，則諧振用電抗器5的浪涌電流、流過絕緣變壓器6的一次側的電流沿著圖19所示的路徑流過。到剛才為止，由于電流流過半導體開關元件Q2的體二極管，因此在半導體開關元件Q2的兩端施加的電壓為O伏特，所以不產生開關損耗(O伏特開關)。此外，在諧振用電抗器5上產生的浪涌電壓的方向發生變化，因此諧振用電抗器5的浪涌電流在浪涌電壓變得比Vf更大的瞬間，浪涌抑制用二極管D6導通，電流沿著諧振用電抗器5—半導體開關元件Q2—浪涌抑制用二極管D6的路徑流過。由此，由于施加在絕緣變壓器6上的電壓僅是電容器4的電壓，因此在絕緣變壓器的二次側不產生浪涌。
[0066]在時刻t= t5，若半導體開關元件Q3截止，則諧振用電抗器5的浪涌電流、流過絕緣變壓器6的一次側的電流沿著圖20所示的路徑流過。此時，流過絕緣變壓器6的一次側繞組的電流對諧振用電容器C3進行充電，對諧振用電容器C4進行放電。在被充電的諧振用電容器C3的電壓變得比電容器4的兩端的電壓更大時，半導體開關元件Q4內部的體二極管導通。
[0067]在時刻t= t6，若半導體開關元件Q4導通，則諧振用電抗器5的浪涌電流、流過絕緣變壓器6的一次側的電流沿著圖21所示的路徑流過。到剛才為止，由于電流流過半導體開關元件Q4的體二極管，因此在半導體開關元件Q4的兩端施加的電壓為O伏特，所以不產生開關損耗(O伏特開關)。
[0068]在時刻t= t7，若半導體開關元件Q2截止，則諧振用電抗器5的浪涌電流、流過絕緣變壓器6的一次側的電流沿著圖22所示的路徑流過。此時，流過絕緣變壓器6的一次側繞組的電流和諧振用電抗器5的浪涌電流對諧振用電抗器Cl進行放電，對諧振用電容器C2進行充電。在被充電的諧振用電容器C2的電壓變得比電容器4的兩端的電壓更大時，半導體開關元件Ql內部的體二極管導通。時刻t = t8以后與t = tO相同，重復上述動作。
[0069]此處，對于圖16、圖20和圖18、圖2的死區期間中的電容器的充放電進行說明。圖
16、圖20中由于到剛才為止一直在進行電力傳輸，因此在半導體開關元件剛截止后，絕緣變壓器6也仍與二次側耦合，直到絕緣變壓器6的整流二極管Dl?D4全部導通為止。因此，對諧振用電容器C3和C4進行充放電的能量較大，容易成立O伏特開關(以下、稱為ZVS)。
[0070]另一方面，對于圖18、圖22，到剛才為止絕緣變壓器6的整流二極管Dl?D4全部導通，因此例如在圖18中，半導體開關元件Ql截止，諧振用電容器Cl和C2僅與諧振用電抗器5形成諧振電路。由此，對諧振用電容器Cl和C2進行充放電的能量僅由諧振用電抗器5提供，因此若將諧振用電容器C1、C2的電容設為C、將諧振用電抗器5的電感分量設為L、將流過諧振用電抗器的電流設為1、將諧振用電容器的電壓設為V，則除非下式成立，否則就不能對諧振用電容器Cl和C2完全地充放電。
[0071](1/2).L.12蘭(1/2).C.V2X2 (4)
[0072]在圖16、圖20中，上述式(4)的L還包括了平滑用電抗器7的電感分量。
因此，在圖18、圖22中為了使ZVS成立，需要滿足式(4)的電感值、電流量，一般車載充電器11的充電功率較小(輕負載時)時，若諧振用電抗器的電感分量值較小，則ZVS不成立。
[0073]但是，在該實施方式2中，如上述說明，在圖18、圖22中，對諧振用電容器充放電的電流不僅是絕緣變壓器6的一次側電流，諧振用電抗器5的浪涌電流也能使用(因為上述式
(4)的電流值I增加)。實際上，如圖14的諧振用電抗器電流波形所示，流過諧振用電抗器5的電流成為維持絕緣變壓器6的一次側電流的峰值電流值(由整流用二極管的恢復引起的)的波形。該諧振用電抗器5的電流值和絕緣變壓器6的一次側電流值的差分流過浪涌抑制用二極管(D5或D6)。
[0074]S卩，通過采用該實施方式2的結構，不僅抑制產生在絕緣變壓器6的二次側的浪涌電壓，在輕負載時ZVS也成立。此外，即使諧振用電抗器5的電感值較小，ZVS也容易成立，能有效地實現諧振用電抗5的小型化和削減成本。
[0075]而且，圖23示出在該實施方式2的結構中對AC/DC轉換器2的輸出電壓進行調整的情況下利用AC/DC轉換器2對交流電源I的交流電壓進行整流后的波形、以及利用AC/DC轉換器2進行升壓后的電容器4的電壓。通常，車載充電器的控制部Ilc進行控制使得電容器4的電壓相比于交流電壓的峰值電壓足夠高(圖23的線A)。這是因為，若電容器4的電壓低于交流電壓，則會有過大的電流從交流電源I流入電容器4，從而無法進行控制。但是，若電容器4的電壓越高，則越需要對諧振用電容器充放電的能量，因此難以成立ZVS。因此，在該實施方式2中所述的車載充電器的控制部Ilc在ZVS難以成立的輕負載時，通過將通常被控制成相比于交流電壓的峰值足夠高的電容器4的電壓值下降至可允許的范圍(比交流電壓的峰值更高的范圍)(圖23的線B)來提供高ZVS成立性，并提高車載充電器11的效率。這是因為上述式(4)的電容器電壓V變小。
[0076]實施方式3
以下，對于本發明的實施方式3的車載充電器進行說明。在實施方式2中說明的車載充電器11抑制AC/DC轉換器2輸出的電容器4的電壓的升壓率，控制部Ilc通過移相控制來驅動絕緣DC/DC轉換器，還使半導體開關元件Q3、Q4比半導體開關元件Q1、Q2先開始導通一截止(參照圖14)，從而提高ZVS的成立性。但是，另一方面，由于有絕緣變壓器6的一次側電流和諧振用電抗器5的浪涌電流流過，因此流過諧振用電抗器5的電流較大(參照圖14)，在半導體開關元件Q1、Q2也每隔半周期流過相同量的電流(參照圖15?圖22)，因此諧振用電抗器5、半導體開關元件Q1、Q2的導通損耗較大。因此，對高電壓電池10進行充電的電流足夠大時，絕緣變壓器6的一次側電流也變得較大，僅利用絕緣變壓器6的一次側電流來使ZVS成立時，半導體開關元件Q1、Q2的導通損耗會增加與諧振用電抗器5的浪涌電流相應的量。因此，作為解決上述問題的結構，對于利用控制部Ilc的控制通過移相控制來驅動絕緣DC/DC轉換器3的半導體開關元件，通過使半導體開關元件Ql、Q2比半導體開關元件Q3、Q4先開始導通一截止來解決。實施方式3的車載充電器的電路部分即車載充電器11的概要結構圖與實施方式2的情況相同，但控制不同。
[0077]對于具備上述的電路的車載充電器11的DCDC轉換器的基本的動作，使用圖24、圖25?32進行說明。圖24是示出本發明的實施方式3的絕緣DC/DC轉換器的半導體開關元件的動作和各電壓電流波形的圖，圖25?32是示出圖24的各半導體開關元件導通/截止時的電流路徑的圖。此外，圖24中的斜箭頭示出半導體開關元件間的相位的提前。此外，絕緣變壓器的一次側電流的峰值示出由二極管的恢復引起的沖擊電流。此處，作為移相控制，半導體開關元件Q1、Q2比半導體開關元件Q3、Q4先開始導通、截止(相位有提前)十分重要(參照圖24)。
[0078]在時刻t = tO，若半導體開關元件Q4導通(半導體開關元件Ql已經導通狀態)，半導體開關元件Ql和Q4都導通，則流過絕緣變壓器6的一次繞組側的電流如圖25所示，沿著電容器4—半導體開關元件Q1—諧振用電抗器5—絕緣變壓器6—半導體開關元件Q4的路徑流過(圖25的箭頭BI)。另一方面，由整流用二極管的恢復引起的在諧振用電抗器5上產生的浪涌電壓在變得比Vf大的瞬間，浪涌抑制用二極管D5導通，電流沿著諧振用電抗器5—浪涌抑制用二極管D5—半導體開關元件Ql的路徑流過(圖25的箭頭Al)。由此，由于施加在絕緣變壓器6上的電壓僅是電容器4的電壓，因此在絕緣變壓器的二次側不產生浪涌。
[0079]在時刻t= tl，若半導體開關元件Ql截止，則諧振用電抗器5的浪涌電流、流過絕緣變壓器6的一次側的電流沿著圖26所示的路徑流過。此時，流過絕緣變壓器6的一次側繞組的電流和諧振用電抗器5的浪涌電流對諧振用電抗器Cl進行充電，對諧振用電容器C2進行放電。接著，被充電的諧振用電容器Cl的電壓變得比電容器4的兩端的電壓更大時，半導體開關元件Q2內部的體二極管導通，諧振用電抗器5的浪涌電流不通過諧振用電容器Cl，而是流過電容器4—半導體開關元件Q2內部的體二極管的電流路徑(圖26的虛線箭頭F1)。因此，在諧振用電抗器5、浪涌抑制用二極管D5上與電流反向地施加電容器4的電壓，因此諧振用電抗器5的浪涌電流減少，浪涌抑制用二極管D5截止(此時的電流波形參照圖24的諧振用電抗器電流波形、tl?t2)。
[0080]在時刻t = t2，若半導體開關元件Q2導通，則流過絕緣變壓器6的一次側的電流沿著圖27所示的路徑流過。到剛才為止，由于電流流過半導體開關元件Q2的體二極管，因此在半導體開關元件Q2的兩端施加的電壓為O伏特，所以不產生開關損耗(O伏特開關)。
[0081 ] 在時刻t = t3，若半導體開關元件Q4截止，則流過絕緣變壓器6的一次側的電流沿著圖28所示的路徑流過。此時，流過絕緣變壓器6的一次側繞組的電流對諧振用電容器C4進行充電，對諧振用電容器C3進行放電。在被充電的諧振用電容器C4的電壓變得比電容器4的兩端的電壓更大時，半導體開關元件Q3內部的體二極管導通，絕緣變壓器6的一次側電流不流過諧振用電容器C4，而流過半導體開關元件Q3的內部二極管(圖28的虛線箭頭FI)。
[0082]在時刻t= t4，若半導體開關元件Q3導通，則諧振用電抗器5的浪涌電流、流過絕緣變壓器6的一次側的電流沿著圖29所示的路徑流過。到剛才為止，由于電流流過半導體開關元件Q3的體二極管，因此在半導體開關元件Q3的兩端施加的電壓為O伏特，所以不產生開關損耗(O伏特開關)。此外，在諧振用電抗器5產生的浪涌電壓的方向發生變化，因此諧振用電抗器5的浪涌電流在浪涌電壓變得比Vf更大的瞬間，浪涌抑制用二極管D6導通，電流沿著諧振用電抗器5—半導體開關元件Q2—浪涌抑制用二極管D6的路徑流過。由此，由于施加在絕緣變壓器6的電壓僅是電容器4的電壓，因此在絕緣變壓器的二次側不產生浪涌。
[0083]在時刻t= t5，若半導體開關元件Q2截止，則諧振用電抗器5的浪涌電流、流過絕緣變壓器6的一次側的電流沿著圖30所示的路徑流過。此時，流過絕緣變壓器6的一次側繞組的電流對諧振用電容器C2進行充電，對諧振用電容器Cl進行放電。在被充電的諧振用電容器C2的電壓變得比電容器4的兩端的電壓更大時，半導體開關元件Ql內部的體二極管導通，諧振用電抗器5的浪涌電流不通過諧振用電容器C2，而是流過半導體開關元件Ql內部的體二極管—電容器4的電流路徑(圖30的虛線箭頭F1)。因此，在諧振用電抗器5、浪涌抑制用二極管D6上與電流反向地施加電容器4的電壓，因此諧振用電抗器5的浪涌電流減少，浪涌抑制用二極管D6截止。(此時的電流波形參照圖24的諧振用電抗器電流波形、t5?t6)
[0084]在時刻t = t6，若半導體開關元件Ql導通，則流過絕緣變壓器6的一次側的電流沿著圖31所示的路徑流過。到剛才為止，由于電流流過半導體開關元件Ql的體二極管，因此在半導體開關元件Ql的兩端施加的電壓為O伏特，所以不產生開關損耗。(O伏特開關)
[0085]在時刻t = t7，若半導體開關元件Q3截止，則流過絕緣變壓器6的一次側的電流沿著圖32所示的路徑流過。此時，流過絕緣變壓器6的一次側繞組的電流對諧振用電容器C3進行充電，對諧振用電容器C4進行放電。在被充電的諧振用電容器C3的電壓變得比電容器4的兩端的電壓更大時，半導體開關元件Q4內部的體二極管導通，絕緣變壓器6的一次側電流不流過諧振用電容器C3，而流過電容器4—半導體開關元件Q4的內部二極管(圖32的虛線箭頭Fl)。時刻t = t8以后與t = t0相同，重復上述動作。
[0086]如上所述，可知在實施方式3說明的車載充電器11的絕緣DC/DC轉換器3中，流過半導體開關元件(特別是Q1、Q2)的電流與實施方式2相比較少(參照圖14、圖24的諧振用電抗器電流波形、圖17、圖21和圖27、圖31的電流路徑)，半導體開關元件的導通損耗變小。
[0087]實施方式4
以下，對于本發明的實施方式4的車載充電器進行說明。在上述實施方式2中說明的車載充電器11具有的效果如下:不僅抑制由整流用二極管Dl?D4的恢復引起的浪涌，在輕負載時也可成立ZVS(ZVS成立范圍擴大)，并且實現諧振用電抗器5小型化。另一方面，在實施方式3中說明的車載充電器11具有的效果如下:不僅抑制由整流用二極管Dl?D4的恢復引起的浪涌，與實施方式2相比，還能抑制半導體開關元件Ql?Q4的導通損耗。如上所述，在輕負載時，通過設為在實施方式2說明的開關狀態，從而可成立ZVS，提高車載充電器11的效率，并減輕由半導體開關元件的開關損耗降低引起的發熱。另一方面，在高負載時(僅絕緣變壓器6的一次側電流也可實現ZVS)，通過設為在實施方式3說明的開關狀態，從而降低半導體開關元件的導通損耗，提高車載充電器11的效率。在實施方式4中，車載充電器11的控制部Ilc包含切換開關模式的相位切換部(參照圖34的流程圖)，基于切換判定結果，進行絕緣DC/DC轉換器3的開關模式的切換，根據充電狀態可以選擇最優的動作。
[0088]此處，作為移相控制，將半導體開關元件Q3、Q4比半導體開關元件Ql、Q2先開始導通、截止的實施方式2的開關模式稱為開關模式I。將半導體開關元件Q1、Q2比半導體開關元件Q3、Q4先開始導通、截止的實施方式3的開關模式稱為開關模式2。
[0089]在圖33中示出實施方式4的表示車載充電器的電路部分的車載充電器11。車載充電器11具備獲得對電容器4的電壓值的電容器電壓傳感器20(電壓檢測部)和獲得對高電壓電池進行充電的電流值的電池電流傳感器21 (電流檢測部)。
[0090]圖34是示出車載充電器11的控制部Ilc的開關模式切換判定部的動作的流程圖。車載充電器11的控制部Ilc首先在步驟S10，從電壓傳感器20獲得電容器4的電壓值(Vc)，在步驟S20從電池電流傳感器21獲得高電壓電池1的電池電流值(lout)。
接著，在步驟S30，判定電容器4的電壓值Vc小于預先設定的規定的閾值Vth，并且電池電流值1ut大于預先設定的規定的閾值Ith。在步驟S30，判定為是(Yes)時，控制部在步驟S40選擇實施方式3的開關模式2 ο另一方面，在步驟S30，不滿足上述2個條件(No)時，在步驟S50選擇實施方式2的開關模式I。
此外，關于上述電容器電壓的檢測，基本上只要了解高電壓電池10的電壓的狀態即可，也可以設置直接檢測高電壓電池10的電壓的電池電壓傳感器23(電壓檢測部)代替電容器電壓傳感器20，并基于電池電壓進行相同的判定(但是設定的閾值不同)。
[0091]此外，除上述以外，作為失效保護結構，上述實施方式4的車載充電器11也可以包括獲得絕緣DC/DC轉換器3的半導體開關元件Ql?Q2的溫度的溫度傳感器22a、22b(溫度檢測部)，溫度值超過預先設定的規定的閾值時，車載充電器11的控制部Ilc選擇開關模式2，從而減少半導體開關元件的導通損耗。若溫度值在上述閾值以下，則控制部Ilc選擇開關模式I。
[0092]實施方式5
以下，對于本發明的實施方式5的車載充電器進行說明。圖35是本發明的實施方式5的車載充電器的電路部分即車載充電器11的概要結構圖。如圖35所示，實施方式5的車載充電器11的絕緣DC/DC轉換器3中，諧振用電抗器5—分為二(以下，稱為諧振用電抗器5a、5b)，分別將一端與絕緣變壓器6的一次側繞組連接，另一端與各半導體開關元件Ql?Q4的中點連接。
[0093]浪涌抑制用二極管D5a的陽極側連接至諧振用電抗器5a和絕緣變壓器6的連接點，浪涌抑制用二極管D5a的陰極側與電容器4的正極側連接。另一方面，浪涌抑制用二極管D6a的陰極側連接至諧振用電抗器5a和絕緣變壓器6的連接點，浪涌抑制用二極管D6a的陽極側與電容器4的負極側連接。
[0094]此外，浪涌抑制用二極管D5b的陽極側連接至諧振用電抗器5b和絕緣變壓器6的連接點，浪涌抑制用二極管D5b的陰極側與電容器4的正極側連接。另一方面，浪涌抑制用二極管D6b的陰極側連接至諧振用電抗器5b和絕緣變壓器6的連接點，浪涌用抑制二極管D6b的陽極側與電容器4的負極側連接。
[0095]與上述實施方式1、2相比，在該實施方式5說明的車載充電器11的絕緣DC/DC轉換器3中，通過對諧振用電抗器5a、5b進行分割(電感值也分割)，從而能分散由整流用二極管Dl?D4的恢復引起的浪涌能量，通過在各諧振用電抗器5a、5b分別設置浪涌抑制用二極管058、0513、063、0613，從而將諧振用電抗器53、513的浪涌電流不僅旁通至半導體開關元件(>)1、Q2，還旁通至半導體開關元件Q3、Q4，從而還能分散半導體開關元件的導通損耗。即，在實施方式5說明的車載充電器11不僅抑制絕緣DC/DC轉換器3的浪涌電壓，還能期待半導體開關元件的發熱降低效果。
[0096]對于具備上述的電路的車載充電器11的DCDC轉換器的基本的動作，使用圖36?43進行說明。圖36?43是示出本發明的實施方式5的各半導體開關元件導通/截止時的電流路徑的圖。此處，絕緣DC/DC轉換器3的各半導體開關元件的驅動方法設為移相控制。再者，與上述實施方式2、3不同的是，對于半導體開關元件Q1、Q2和半導體開關元件Q3、Q4的導通一截止的定時，哪個在先哪個在后都沒有關系。此處，為了便于說明，圖36?圖43說明與圖14相同的開關定時。
[0097]在時刻t = t0，若半導體開關元件Ql導通(半導體開關元件Q4已經導通)，半導體開關元件Ql和Q4都導通，則流過絕緣變壓器6的一次繞組側的電流如圖36所示，沿著電容器4—半導體開關元件Q1—諧振用電抗器5a—絕緣變壓器6—諧振用電抗器5b—半導體開關元件Q4的路徑流過(圖36的箭頭BI)。接著，由整流用二極管Dl?D4的恢復引起的在諧振用電抗器5a產生的浪涌電壓在變得比Vf大的瞬間，浪涌抑制用二極管D5a導通，電流沿著諧振用電抗器5a—浪涌抑制用二極管D5a—半導體開關元件Ql的路徑流過(圖36的箭頭Al)。此外，相同地由整流用二極管的恢復引起的在諧振用電抗器5b產生的浪涌電壓在變得比Vf大的瞬間，浪涌抑制用二極管D6b導通，電流沿著諧振用電抗器5b—半導體開關元件Q4—浪涌抑制用二極管D6b的路徑流過(圖36的箭頭A2)。由此，由于施加在絕緣變壓器6的電壓僅是電容器4的電壓，因此在絕緣變壓器的二次側不產生浪涌。
[0098]在時亥ljt= tl，若半導體開關元件Q4截止，則諧振用電抗器5a的浪涌電流、諧振用電抗器5b的浪涌電流、流過絕緣變壓器6的一次側的電流沿著圖37所示的路徑流過。此時，流過絕緣變壓器6的一次側繞組的電流和諧振用電抗器5b的浪涌電流對諧振用電抗器C4進行充電，對諧振用電容器C3進行放電。另一方面，由于半導體開關元件Ql導通，因此諧振用電抗器5a的浪涌電流保持圖36的狀態。接著，被充電的諧振用電容器C4的電壓變得比電容器4的兩端的電壓更大時，半導體開關元件Q3內部的體二極管導通，諧振用電抗器5b的浪涌電流不通過諧振用電容器C4，而是流過半導體開關元件Q3內部的體二極管—電容器4的電流路徑(圖37的虛線箭頭Fl)。因此，在諧振用電抗器5b、浪涌抑制用二極管D6b上與電流反向地施加電容器4的電壓，因此諧振用電抗器5b的浪涌電流減少，浪涌抑制用二極管D6b截止。
[0099]在時刻t= t2，若半導體開關元件Q3導通，則諧振用電抗器5a的浪涌電流、流過絕緣變壓器6的一次側的電流沿著圖38所示的路徑流過。到剛才為止，由于電流流過半導體開關元件Q3的體二極管，因此在半導體開關元件Q3的兩端施加的電壓為O伏特，所以不產生開關損耗(O伏特開關)。
[0100]在時刻t= t3，若半導體開關元件Ql截止，則諧振用電抗器5a的浪涌電流、流過絕緣變壓器6的一次側的電流沿著圖39所示的路徑流過。此時，流過絕緣變壓器6的一次側繞組的電流對諧振用電容器Cl進行充電，對諧振用電容器C2進行放電。在被充電的諧振用電容器Cl的電壓變得比電容器4的兩端的電壓更大時，半導體開關元件Q2內部的體二極管導通，絕緣變壓器6的一次側電流不流過諧振用電容器Cl，而流過電容器4—半導體開關元件Q2的內部二極管(圖39的虛線箭頭F2)。此外，諧振用電抗器5a的浪涌電流也相同地不流過諧振用電容器Cl，而流過電容器4—半導體開關元件Q2的內部二極管(圖39的虛線箭頭F1)。
[0101]在時刻t = t4，若半導體開關元件Q2導通，半導體開關元件Q2和Q3都導通，則諧振用電抗器5a的浪涌電流、諧振用電抗器5b的浪涌電流、流過絕緣變壓器6的一次側的電流沿著圖40所示的路徑流過。到剛才為止，由于電流流過半導體開關元件Q2的體二極管，因此在半導體開關元件Q2的兩端施加的電壓為O伏特，所以不產生開關損耗(O伏特開關)。
此外，在諧振用電抗器5a、5b產生的浪涌電壓的方向發生變化，因此諧振用電抗器5a、5b的浪涌電流分別在浪涌電壓變得比Vf更大時，浪涌抑制用二極管D6a、D6b導通，諧振用電抗器5a的浪涌電流沿著諧振用電抗器5a—半導體開關元件Q2—浪涌抑制用二極管D6a的路徑流過(圖40的箭頭A2)。此外，在諧振用電抗器5b的浪涌電流沿著諧振用電抗器5b—浪涌抑制用二極管D5b—半導體開關元件Q3的路徑流過(圖40的箭頭Al)。由此，由于施加在絕緣變壓器6的電壓僅是電容器4的電壓，因此在絕緣變壓器的二次側不產生浪涌。
[0102]在時刻t= t5，若半導體開關元件Q3截止，則諧振用電抗器5a的浪涌電流、諧振用電抗器5b的浪涌電流、流過絕緣變壓器6的一次側的電流沿著圖41所示的路徑流過。此時，流過絕緣變壓器6的一次側繞組的電流和諧振用電抗器5b的浪涌電流對諧振用電抗器C3進行充電，對諧振用電容器C4進行放電。另一方面，由于半導體開關元件Q2導通，因此諧振用電抗器5a的浪涌電流保持圖40的狀態。
被充電的諧振用電容器C3的電壓變得比電容器4的兩端的電壓更大時，半導體開關元件Q4內部的體二極管導通，諧振用電抗器5b的浪涌電流不通過諧振用電容器C3，而是流過電容器4—半導體開關元件Ql內部的體二極管的電流路徑(圖41的虛線箭頭F1)。因此，在諧振用電抗器5b、浪涌抑制用二極管D5b上與電流反向地施加電容器4的電壓，因此諧振用電抗器5b的浪涌電流減少，浪涌抑制用二極管D5b截止。
[0103]在時刻t= t6，若半導體開關元件Q4導通，則諧振用電抗器5a的浪涌電流、流過絕緣變壓器6的一次側的電流沿著圖42所示的路徑流過。到剛才為止，由于電流流過半導體開關元件Q4的體二極管，因此在半導體開關元件Ql的兩端施加的電壓為O伏特，所以不產生開關損耗。(O伏特開關)
[0104]在時刻t= t7，若半導體開關元件Q2截止，則諧振用電抗器5a的浪涌電流、流過絕緣變壓器6的一次側的電流沿著圖43所示的路徑流過。此時，諧振用電抗器5a的浪涌電流、流過絕緣變壓器6的一次側繞組的電流對諧振用電容器C2進行充電，對諧振用電容器Cl進行放電。在被充電的諧振用電容器C2的電壓變得比電容器4的兩端的電壓更大時，半導體開關元件Ql內部的體二極管導通。
諧振用電抗器5a的浪涌電流不流過諧振用電容器C2，而流過半導體開關元件Ql的內部二極管—電容器4(圖43的虛線箭頭F1)。
此外，絕緣變壓器6的一次側電流也相同地不流過諧振用電容器C2，而流過半導體開關元件Ql的內部二極管—電容器4(圖43的虛線箭頭F2)。時刻t = t8以后與t = t0相同，重復上述動作。
[0105]如上所述，在實施方式5說明的車載充電器11的絕緣DC/DC轉換器3中，能將諧振用電抗器5a、5b的浪涌電流分散至各半導體開關元件Ql?Q4，因此也能抑制各半導體各開關元件Ql?Q4的導通損耗，并且抑制半導體開關元件局部地發熱。
[0106]由于上述原因，換言之，本發明的上述各實施方式說明的車載充電器的絕緣DC/DC轉換器3無論采用哪種驅動方式(硬開關、軟開關)，都能抑制由整流用二極管的恢復產生的諧振用電抗器的浪涌電壓。此外，通過移相控制，也能起到提高ZVS的成立性的效果。
[0107]此外，在本發明的上述各實施方式說明的半導體開關元件雖然是以在元件內部存在二極管(體二極管)的前提進行了說明，但不限于此。例如，也可以是如下結構:在半導體開關元件使用沒有體二極管的IGBT，而在外部連接二極管。
本發明不限定于上述各實施方式，還包括它們的全部可能的組合。
工業上的實用性
[0108]本發明的車載充電器可適用于各種電動車輛等。
標號說明
[0109]I交流電源，
2AC/DC轉換器，
3(絕緣)DC/DC轉換器，
4電容器，
5、5a、5b(諧振用)電抗器，
6(絕緣)變壓器，
7平滑用電抗器，
8平滑用電容器，
9平滑電路，
10高電壓電池，
11車載充電器，
Ilc控制部，
20電容器電壓傳感器(電壓檢測部)，
21電池電流傳感器(電流檢測部)，
22a,22b溫度傳感器(溫度檢測部)，
23電池電壓傳感器(電壓檢測部)，
Cl?C4諧振用電容器，
D1?D4整流二極管，
D5、D5a、D5b、D6、D6a、D6b 浪涌抑制用二極管，
Ql?Q4半導體開關元件。
【主權項】
1.一種車載充電器，利用從外部電源提供的交流電力對向車輛驅動用的電動機供電的電池進行充電，其特征在于，包括: AC/DC轉換器，該AC/DC轉換器用于輸入所述交流電力； DC/DC轉換器，該DC/DC轉換器連接在所述AC/DC轉換器和所述電池之間；以及 控制部，該控制部對所述AC/DC轉換器和DC/DC轉換器進行控制； 所述DC/DC轉換器包括: 具有一次繞組和二次繞組的變壓器、 與所述一次繞組串聯連接的電抗器、 第一浪涌抑制用二極管和第二浪涌抑制用二極管、 由分別串聯連接在所述DC/DC轉換器的正側輸入端與負側輸入端間的2對開關元件構成的全橋式的開關電路、 連接在所述DC/DC轉換器的正側輸入端與負側輸入端間的電容器、以及 設置在所述二次繞組側的整流電路和平滑電路， 所述電抗器的不連接所述一次繞組的一端和所述一次繞組的不連接所述電抗器的一端分別連接在所述開關電路的2對開關元件的不同開關元件對的開關元件之間， 所述第一浪涌抑制用二極管的陽極側和所述第二浪涌抑制用二極管的陰極側連接至所述電抗器和所述一次繞組的連接點，所述第一浪涌抑制用二極管的陰極側與所述DC/DC轉換器的正側輸入端連接，所述第二浪涌抑制用二極管的陽極側與所述DC/DC轉換器的負側輸入端連接。2.如權利要求1所述的車載充電器，其特征在于， 所述DC/DC轉換器利用所述控制部以移相控制方式進行驅動。3.如權利要求1所述的車載充電器，其特征在于， 在所述變壓器中，所述二次繞組相對于所述一次繞組的匝數比為I以上。4.如權利要求1至3中任意一項所述的車載充電器，其特征在于， 所述控制部根據利用所述AC/DC轉換器進行整流后獲得的交流電壓，降低所述DC/DC轉換器生成的直流電壓。5.如權利要求1至4中任意一項所述的車載充電器，其特征在于， 所述控制部進行開關控制，以使所述一次繞組的不與所述電抗器連接的一端所連接的所述各開關元件的第一開關相位比所述電抗器的不與所述一次繞組連接的一端所連接的所述各開關元件的第二開關相位提前。6.如權利要求1至4中任意一項所述的車載充電器，其特征在于， 所述控制部進行開關控制，以使所述電抗器的不與所述一次繞組連接的一端所連接的所述各開關元件的第二開關相位比所述一次繞組的不與所述電抗器連接的一端所連接的所述各開關元件的第一開關相位提前。7.如權利要求5或6所述的車載充電器，其特征在于， 所述控制部基于所述DC/DC轉換器的所述開關元件的溫度或者與向所述電池充電的充電電流以及所述電池的電壓有關的值，對所述第一開關相位和所述第二開關相位的關系進行控制。8.如權利要求7所述的車載充電器，其特征在于， 包括對所述DC/DC轉換器的所述開關元件的溫度進行檢測的溫度檢測部， 所述控制部以如下方式進行控制:當利用所述溫度檢測部測定的溫度超過預先設定的規定值時，使所述第二開關元件相位比所述第一開關元件相位提前，當所述溫度值在所述規定值以下時，使所述第一開關元件相位比所述第二開關元件相位提前。9.如權利要求7所述的車載充電器，其特征在于，包括: 對向所述電池充電的充電電流值進行檢測的電流檢測部、以及 對與所述電池的電壓有關的電壓進行檢測的電壓檢測部， 所述控制部以如下方式進行控制:當與所述電池的電壓有關的電壓小于預先設定的規定值并且向所述電池充電的充電電流超過預先設定的規定值時，使所述第二開關元件相位比所述第一開關相位提前，除此以外的情況時，使所述第一開關元件相位比所述第二開關元件相位提前。10.如權利要求1至9中任意一項所述的車載充電器，其特征在于， 所述第一浪涌抑制用二極管和所述第二浪涌抑制用二極管由Si半導體構成。11.如權利要求1至10中任意一項所述的車載充電器，其特征在于， 所述變壓器由絕緣變壓器構成，所述DC/DC轉換器構成絕緣DC/DC轉換器。12.—種車載充電器，利用從外部電源提供的交流電力對向車輛驅動用的電動機供電的電池進行充電，其特征在于，包括: AC/DC轉換器，該AC/DC轉換器用于輸入所述交流電力； DC/DC轉換器，該DC/DC轉換器連接在所述AC/DC轉換器和所述電池之間；以及 控制部，該控制部對所述AC/DC轉換器和DC/DC轉換器進行控制； 所述DC/DC轉換器包括: 具有一次繞組和二次繞組的變壓器、 分別與所述一次繞組串聯連接的第一電抗器和第二電抗器、 第一至第四浪涌抑制用二極管、 由分別串聯連接在所述DC/DC轉換器的正側輸入端與負側輸入端間的2對開關元件構成的全橋式的開關電路、 連接在所述DC/DC轉換器的正側輸入端與負側輸入端間的電容器、以及 設置在所述二次繞組側的整流電路和平滑電路， 所述第一電抗器連接至所述一次繞組的一端，所述第二電抗器連接至所述一次繞組的另一端， 所述第一電抗器的不與所述一次繞組連接的一端和所述第二電抗器的不與所述一次繞組連接的一端分別連接在所述開關電路的2對開關元件的不同開關元件對的開關元件之間， 所述第一浪涌抑制用二極管的陽極側和所述第二浪涌抑制用二極管的陰極側連接至所述第一電抗器和所述一次繞組的連接點，所述第一浪涌抑制用二極管的陰極側與所述DC/DC轉換器的正側輸入端連接，所述第二浪涌抑制用二極管的陽極側與所述DC/DC轉換器的負側輸入端連接， 所述第三浪涌抑制用二極管的陽極側和所述第四浪涌抑制用二極管的陰極側連接至所述第二電抗器和所述一次繞組的連接點，所述第三浪涌抑制用二極管的陰極側與所述DC/DC轉換器的正側輸入端連接，所述第四浪涌抑制用二極管的陽極側與所述DC/DC轉換器的負側輸入端連接。13.—種車載充電器的浪涌抑制方法，該車載充電器利用來自外部電源的交流電力對車載電池進行充電，并且具備AC/DC轉換器和DC/DC轉換器，其特征在于， 所述DC/DC轉換器在變壓器的一次繞組側包括:電抗器、連接在所述DC/DC轉換器的正側輸入端與負側輸入端間并且與所述電抗器和所述一次繞組連接的開關電路、以及連接在所述DC/DC轉換器的正側輸入端與負側輸入端間的電容器，在所述二次繞組側包括整流電路和平滑電路， 在所述電抗器和所述一次繞組的連接點同所述DC/DC轉換器的正側輸入端以及負側輸入端之間分別連接浪涌抑制用二極管，將由所述變壓器的二次側的所述整流電路的整流用二極管的恢復電流引起的浪涌的能量旁通至所述開關電路和所述電容器側。
【文檔編號】B60L11/18GK105981278SQ201480075044
【公開日】2016年9月28日
【申請日】2014年2月5日
【發明人】川村真央, 松田洋平
【申請人】三菱電機株式會社