并網逆變電路及其控制方法

并網逆變電路及其控制方法
【專利摘要】本發明提供一種并網逆變電路及其控制方法，并網逆變電路包括逆變器、N+1端口變壓器、2N相整流器、2N個分壓電容以及2N+1端逆變器，直流電壓經過逆變電器實現高頻逆變，生成高頻方波，高頻方波經過N+1端口變壓器，將方波電壓升壓形成N個電壓等級的電壓，再分別將N個電壓等級的方波進行整流，形成2N個不同電平的電壓，再加上零電位接地點，形成2N+1個電平支路，電平與電平之間通過縱向串聯的電容器隔離，并對電容器進行充電，2N+1個電平支路分別與2N+1端逆變器連接，整個電路采用多電平逆變，大大減少了輸出諧波含量，不需要額外配置大容量濾波器，結構簡單。
【專利說明】
并網逆變電路及其控制方法
技術領域
[0001]本發明涉及電力電子技術領域，特別是涉及并網逆變電路及其控制方法。
【背景技術】
[0002]近年來，隨著光伏發電、大容量儲能裝置、電動汽車、柔性直流輸電技術的發展，越來越需要一種安全高效、低成本、輸出諧波含量低的并網逆變器。
[0003]傳統并網逆變器分為隔離型和非隔離型。非隔離型會產生對地的共模漏電流，并且容易向電網注入直流分量。隔離型并網逆變器分工頻和高頻兩種，均先將直流逆變成交流再經變壓器升壓，但工頻變壓器存在體積重量大，噪聲高，效率低等缺點。
[0004]高頻逆變器分為DC(直流)/DC變換型高頻鏈并網逆變器和周波變換型高頻鏈并網逆變器，差別在于前者將升壓后的高頻方波先經過整流，再逆變成正弦波;后者直接將升壓后的高頻方波經過周波變換器控制直接輸出工頻交流電，后者采用兩電平或三電平的調制方式。
[0005]傳統光伏并網或者直流輸電工程等逆變端大多應用兩電平PWM(Pulse_WidthModulat1n，脈寬調制)脈寬調制，或者MMC(ModuIar Multilevel Converter，模塊化多電平換流器)模塊化多電平換流。兩電平或者三電平調制成本較低，但會產生大量諧波，需要大容量濾波器進行濾波。

【發明內容】

[0006]基于此，有必要針對一般并網逆變器結構復雜且輸出諧波含量高的問題，提供一種結構簡單且輸出諧波含量低的并網逆變電路。
[0007]一種并網逆變電路，包括逆變器、N+1端口變壓器、2N相整流器、2N個分壓電容以及2N+1端逆變器，其中，N為大于或等于2的正整數；
[0008]逆變器的直流輸入端與外部直流電源連接，逆變器的交流輸出端與N+1端口變壓器的一次繞組連接，N+1端口變壓器的二次繞組與2N相整流器的輸入端連接，2N相整流器輸出2N+1條支路，2N+1條支路中相鄰兩支路之間并聯有單個分壓電容，2N+1條支路分別連接到2N+1端逆變器輸入端，2N+1端逆變器輸出端與外部電網連接，2N相整流器輸出2N+1條支路中包括單個接地支路。
[0009]—種上述并網逆變電路的控制方法，包括步驟:
[0010]對逆變器輸出的高頻方波進行調制控制；
[0011]實時采集2N+1條支路中的電壓值；
[0012]計算2N+1條支路中相鄰兩支路的電壓均值；
[0013]輸入調制波至2N+1端逆變器，當調制波大于第η支路與第n+1支路的電壓平均值且小于第n+1支路與第n+2支路的電壓平均值時，導通2N+1端逆變器第η支路的功率開關管；
[0014]其中，η為整數，η大于等于I小于等于2Ν-1。
[0015]本發明并網逆變電路，包括逆變器、N+1端口變壓器、2Ν相整流器、2Ν個分壓電容以及2N+1端逆變器，直流電壓經過逆變電器實現高頻逆變，生成高頻方波，高頻方波經過N+1端口變壓器，將方波電壓升壓形成N個電壓等級的電壓，再分別將N個電壓等級的方波進行整流，形成2N個不同電平的電壓，再加上零電位接地點，形成2N+1個電平支路，電平與電平之間通過縱向串聯的電容器隔離，并對電容器進行充電，2N+1個電平支路分別與2N+1端逆變器連接，整個電路采用多電平逆變，大大減少了輸出諧波含量，不需要額外配置大容量濾波器，結構簡單。
[0016]另外本發明還提供一種上述并網逆變電路的控制方法，對逆變器輸出的高頻方波進行調制控制，實時采集2N+1條支路中的電壓值，計算2N+1條支路中相鄰兩支路的電壓均值，輸入調制波至2N+1端逆變器，當調制波大于第η支路與第n+1支路的電壓平均值且小于第n+1支路與第n+2支路的電壓平均值時，導通2N+1端逆變器第η支路的功率開關管。整個過程中，采用高頻方波逆變控制和多電平電壓逆變控制，實現對并網逆變電路的良好控制。
【附圖說明】
[0017]圖1為本發明并網逆變電路第一個實施例的結構示意圖；
[0018]圖2為本發明并網逆變電路第二個實施例的結構示意圖；
[0019]圖3為本發明并網逆變電路第三個實施例的結構示意圖；
[0020]圖4為本發明并網逆變電路第四個實施例的結構示意圖；
[0021]圖5為本發明并網逆變電路為高頻隔離型十一電平自耦變壓并網逆變電路時輸出第九電平的第一種瞬時電流流向示意圖；
[0022]圖6為本發明并網逆變電路為高頻隔離型十一電平自耦變壓并網逆變電路時輸出第九電平的第二種瞬時電流流向示意圖；
[0023]圖7為本發明并網逆變電路的控制方法中單相逆變器高頻方波調制原理圖示意圖；
[0024]圖8為采用本發明并網逆變電路的控制方法調制產生的功率開關管導通信號示意圖。
【具體實施方式】
[0025]如圖1所示，一種并網逆變電路，包括逆變器100、Ν+1端口變壓器200、2Ν相整流器300、2Ν個分壓電容400以及2Ν+1端逆變器500，其中，N為大于或等于2的正整數；
[0026]逆變器100的直流輸入端與外部直流電源連接，逆變器100的交流輸出端與N+1端口變壓器200的一次繞組連接，N+1端口變壓器200的二次繞組與2N相整流器300的輸入端連接，2N相整流器300輸出2N+1條支路，2N+1條支路中相鄰兩支路之間并聯有單個分壓電容400，2N+1條支路分別連接到2N+1端逆變器500輸入端，2N+1端逆變器500輸出端與外部電網連接，2N相整流器300輸出2N+1條支路中包括單個接地支路。
[0027]逆變器100用于將外部輸入的直流電轉換成高頻交流電輸出至N+1端口變壓器200，具體來說，逆變器100可以選用全橋逆變器。如圖2所示，全橋逆變器包括第一開關管、第二開關管、第三開關管、第四開關管、第一二極管、第二二極管、第三二極管以及第四二極管，第一開關管與第一二極管反并聯，第二開關管與第二二極管反并聯，第三開關管與第三二極管反并聯，第四開關管與第四二極管反并聯，第一開關管與第二開關管串聯，第三開關管與第四開關管串聯，第一開關管的漏極和第三開關管的漏極分別與外部直流電源的正極連接，第二開關的源極和第四開關管的源極分別與外部直流電源的負極連接。可以對全橋逆變器進行高頻方波控制，具體來說，可以控制全橋逆變器中上下兩個功率開關管等間隔開通和關斷，開通間隔互差180度，由此形成高低電位的高頻方波。
[0028]N+1端口變壓器200具有N+1個端口，其具有一次繞組和二次繞組，其中一次繞組與逆變器100交流側連接，二次繞組與2N相整流器300連接。具體來說，N+1端口變壓器200可以選用高頻自耦N+1端口變壓器，高頻自耦N+1端口變壓器的體積質量小，變壓器起到升壓和獲得多個電壓的作用，二次繞組側每增加一對端口可以增加兩個電平的輸出，輸出支路輪流接通負載，因此變壓器總容量得到充分利用，從而降低成本。
[0029]2N相整流器300具體來說可以選用2N相全橋整流器，其具有上下兩個橋臂，更進一步來說，可以選用自然關斷型2N相全橋整流器。中間整流環節采用自然關斷型器件，不需要控制，減小了控制復雜度，同時減少器件開通關斷時不必要的損耗，可以得到多電平直流電壓。2N相整流器300輸出2N+1條支路，其中2N條支路為普通的輸出支路，還有一條支路為接地點的支路。
[0030]2N個分壓電容400分別并聯于2N相整流器300輸出的2N+1條支路之間。
[0031]如圖2所示，2N+1端逆變器500包括至少2N+1個功率開關管(圖2中每條支路僅繪制I個開關管，以示意)，由下到上排列依次為V(I)到V(2N+1)，功率開關管漏極與支路相連，2N+ 1個功率開關管的源極共同連接與同一母線，母線輸出并網，2N+1條支路B(I)到B(2N+1)分別可以串聯一個或者多個功率開關管，其數量根據每個開關管所能承受的方向電壓和實際承受的反向電壓決定，承受電壓越大，串聯的開關管數量越多。
[0032]本發明并網逆變電路，包括逆變器100、N+1端口變壓器200、2N相整流器300、2N個分壓電容400以及2N+1端逆變器500，直流電壓經過逆變電器實現高頻逆變，生成高頻方波，高頻方波經過N+1端口變壓器200，將方波電壓升壓形成N個電壓等級的電壓，再分別將N個電壓等級的方波進行整流，形成2N個不同電平的電壓，再加上零電位接地點，形成2N+1個電平支路，電平與電平之間通過縱向串聯的電容器隔離，并對電容器進行充電，2N+1個電平支路分別與2N+1端逆變器500連接，整個電路采用多電平逆變，大大減少了輸出諧波含量，不需要額外配置大容量濾波器，結構簡單。
[0033]如圖2所示，在其中一個實施例中，本發明并網逆變電路還包括直流電源600。
[0034]為更進一步詳細介紹本發明并網逆變電路的具體結構及其有益效果，下面將采用多個實例進行詳細說明。
[0035]實例一，N = 3，逆變器為全橋逆變器，N+1端口變壓器為高頻自耦N+1端口變壓器，2N相整流器為2N相全橋整流器，2N+1端逆變器中包括2N+1個開關管，即在本具體實施例中，并網逆變電路為高頻隔離型七電平自耦變壓并網逆變單相電路。
[0036]如圖2所示，高頻隔離型七電平自耦變壓并網逆變單相電路包括依次連接的直流電源600、全橋逆變器100、高頻自耦N+1端口變壓器200、2N相全橋整流器300、2N個分壓電容400、2N+1端單相逆變器500，其中，直流電源600與全橋逆變器100中高頻半橋逆變器部分直流側兩橋臂連接，高頻半橋逆變器交流側輸出端與高頻N+1端口自耦變壓器200的一次繞組連接，高頻N+1端口自耦變壓器200的二次繞組與2N相全橋整流器300輸入端連接，2N相全橋整流器300輸出2N條支路加上接地點形成2N+1條支路，相鄰兩支路之間用一個分壓電容400連接，2N+1端再分別連接到2N+1端單相逆變器500輸入端，2N+1端單相逆變器500輸出端連接于同一母線并連接電網。
[0037]實施例二，N = 3，逆變器為全橋逆變器，N+1端口變壓器為高頻自耦N+1端口變壓器，2N相整流器為2N相全橋整流器，2N+1端逆變器與外部三相交流系統連接，2N+1端逆變器中包括3*(2N+1)個開關管，即在本具體實施例中，并網逆變電路為高頻隔離型七電平自耦變壓并網逆變三相電路。
[0038]如圖3所示，高頻隔離型七電平自耦變壓并網逆變三相電路與上述實施例一種七電平單相逆變電路(實施例一圖2)的區別在于，所提供的2N+1 (七)端單相逆變器用2N+1(七)端三相逆變器100代替，并輸出A、B、C三相連接三相交流系統。2N+1 (七)端三相逆變器100直流側連接七個直流電平支路，分別再并聯三個功率開關管，輸出連接到交流系統A、B、C三相母線。其中，正極直流電平支路連接其對應功率開關管的漏極、源極與交流系統連接；負極直流電平支路連接其對相應功率開關管的源極、漏極與交流系統連接。三相并網時由于每直流電平側分壓電容器充放電時間間隔比單相逆變電路短，因此直流側電壓更穩定。
[0039]實施例三，N = 5，逆變器為全橋逆變器，N+1端口變壓器為高頻自耦N+1端口變壓器，2N相整流器為2N相全橋整流器，2N+1端逆變器與外部三相交流系統連接，2N+1端逆變器中包括2N+1個開關管，即在本具體實施例中，并網逆變電路為高頻隔離型十三電平自耦變壓并網逆變單相電路。
[0040]如圖4所示，高頻隔離型十一電平自耦變壓并網逆變單相電路與七電平單相逆變電路(實施例一圖2)的區別在于，其高頻自耦變壓器的二次側輸出端增加兩對端口(N從3變成5)，再分別連接2個全橋整流器，多輸出4個直流電平支路，相應增加4個分壓電容和四個功率開關管，其連接方式和圖2相同。同理，可以增加高頻自耦變壓器的輸出端口以產生更多電平，直流電平數越多，其交流并網側輸出諧波含量越少。
[0041]下面將以實施例三，即并網逆變電路為高頻隔離型十一電平自耦變壓并網逆變單相電路，整個電路工作過程中電流走向。
[0042]圖5和圖6分別為高頻隔離型十一電平自耦變壓并網逆變電路輸出第九電平時兩種瞬時電流流向圖，如圖5和圖6中黑色粗線及箭頭方向所顯示。當全橋逆變器100功率開關管VD2和VD3導通時，如圖5所示，電流從整流器上橋臂交流側流入，從整流器下橋臂交流側流出，經過自然關斷二極管對直流電平支路側分壓電容器充電，第九直流電平支路開關管導通，向交流系統供電。當全橋逆變器100功率開關管VDl和VD4導通時，如圖6所示，電流從整流器下橋臂交流側流入，從整流器上橋臂交流側流出，經過自然關斷二極管對直流電平支路側分壓電容器充電，并流經第九直流電平支路開關管，向交流系統供電。
[0043]總體而言，本發明并網逆變電路具有如下技術效果:
[0044]1、使用隔離高頻自耦變壓器，體積質量小，變壓器起到升壓和獲得多個電壓的作用，二次側每增加一對端口可以增加兩個電平的輸出，輸出支路輪流接通負載，因此變壓器總容量得到充分利用，從而降低了成本。
[0045]2、中間整流環節采用自然關斷型器件，不需要控制，減小了控制復雜度，同時減少了器件開通關斷時不必要的損耗。同時得到多電平直流電壓;逆變側功率開關管工作在工頻狀態，可以減少損耗。
[0046]3、多電平逆變大大減少了輸出諧波含量，不需要額外配置大容量濾波器，減少占地面積及投資。
[0047]4、相比傳統多電平逆變器N條支路只能輸出最多N/2的電平數，逆變輸出側每條支路能夠輸出一個電平，電流流過的器件數也大大減少，從而大幅減小了損耗和器件成本。
[0048]另外本發明還提供一種如上述并網逆變電路的控制方法，包括步驟:
[0049]步驟一:對逆變器輸出的高頻方波進行調制控制。
[0050]參考圖7，高頻方波調制原理圖，采用兩個頻率為ΙΚΗζ，幅值231，相位相差Ji的三角波為載波Twavel和載波Twave2，如圖7中虛線和實線所示，采用一直流電平為調制波M，其幅值從到2JT可調，當三角載波Twavel大于調制波時，導通逆變器中功率開關管VDl和VD4，當三角載波Twave2大于調制波時，導通逆變器中功率開關管VD2和VD3，為防止VDl和VD2，VD3和VD4同時導通造成低壓直流電源側短路，限制調制波M幅值大于H，留一定裕度，裕度具體值視所采用功率開關管的導通和關斷性能而定。其調制產生的導通信號如圖8所示，虛線和實線分別為VDl和VD4，VD2和VD3的導通信號，兩信號之間留有一定間隙，以防止逆變器上下橋臂同時導通，調制波M值越大，間隙越大，導通時間越小，占空比越小，從而可以實現調壓。[0051 ]步驟二:實時采集2N+1條支路中的電壓值。
[0052]步驟三:計算2N+1條支路中相鄰兩支路的電壓均值。
[0053]步驟四:輸入調制波至2N+1端逆變器，當調制波大于第η支路與第n+1支路的電壓平均值且小于第n+1支路與第n+2支路的電壓平均值時，導通2N+1端逆變器第η支路的功率開關管，其中，η為整數，I彡η彡2Ν-1。
[0054]對于2Ν+1端逆變器的調制控制，實時采集支路Β(I)到Β(2Ν+1)的電壓值E( I ^ljE(2Ν+1)，計算相鄰兩支路之間的電壓均值，例如支路BI和支路Β2之間電壓均值為E(Im)，以此類推共產生2Ν個電壓均值E(Im)?E(2Nm)，輸入調制波sin，若調制波sin瞬時值E(nm)<E(sin)<E(n+lm)，則導通相應支路B(n)上的功率開關管V(n)，值得注意的是，E(2N+1)大于調制波sin的最大值，El小于調制波sin的最小值，防止電容長時間導通放電，電壓下降導致波形畸變，其中，N為高頻自耦變壓器二次側端口對數，為整數且~> I，i為整數且I < i SN，η為整數且I彡η彡2Ν-1。
[0055]簡單來說，高頻方波逆變控制:低壓直流側輸入端高頻逆變器為半橋逆變電路，控制上下兩個功率開關管等間隔開通和關斷，開通間隔互差180度，由此形成高低電位的高頻方波;高頻方波經過升壓形成多個電壓等級方波電壓后，經過全橋式整流電路進行整流，該電路采用自然關斷型二極管，不需要進行控制；整流輸出多個電平的直流電壓。多電平逆變:采用最近電平逼近調制:實時監控多電平電壓的電壓值，其值可能因為電容的充放電而產生小范圍的波動;將相鄰兩個電壓值相加除以二求得平均值，一共獲得2Ν個電壓均值以及以電壓均值為分界線的2Ν+1個電壓范圍，每條之路的電平值為相應電壓范圍的近似均值，若調制波大小處在該電壓范圍內，則觸發相應電平支路的功率開關管，輸出最接近的電壓，以此來逼近調制波的電壓瞬時值，由此可以近似擬合各種波形的調制。若調制波波形為正弦波，則各個功率開關管處在有順序的開通關斷過程，相對應支路上的電容器也處在輪流充放電過程，減小了各支路電平的波動。
[0056]以上所述實施例僅表達了本發明的幾種實施方式，其描述較為具體和詳細，但并不能因此而理解為對發明專利范圍的限制。應當指出的是，對于本領域的普通技術人員來說，在不脫離本發明構思的前提下，還可以做出若干變形和改進，這些都屬于本發明的保護范圍。因此，本發明專利的保護范圍應以所附權利要求為準。
【主權項】
1.一種并網逆變電路，其特征在于，包括逆變器、N+1端口變壓器、2N相整流器、2N個分壓電容以及2N+1端逆變器，其中，所述N為大于或等于2的正整數； 所述逆變器的直流輸入端與外部直流電源連接，所述逆變器的交流輸出端與所述N+1端口變壓器的一次繞組連接，所述N+1端口變壓器的二次繞組與所述2N相整流器的輸入端連接，2N相整流器輸出2N+1條支路，所述2N+1條支路中相鄰兩支路之間并聯有單個所述分壓電容，所述2N+1條支路分別連接到2N+1端逆變器輸入端，所述2N+1端逆變器輸出端與外部電網連接，所述2N相整流器輸出2N+1條支路中包括單個接地支路。2.根據權利要求1所述的并網逆變電路，其特征在于，所述逆變器包括第一開關管、第二開關管、第三開關管、第四開關管、第一二極管、第二二極管、第三二極管以及第四二極管； 所述第一開關管與所述第一二極管反并聯，所述第二開關管與所述第二二極管反并聯，所述第三開關管與所述第三二極管反并聯，所述第四開關管與所述第四二極管反并聯，所述第一開關管與所述第二開關管串聯，所述第三開關管與所述第四開關管串聯，所述第一開關管的漏極和所述第三開關管的漏極分別與所述外部直流電源的正極連接，所述第二開關的源極和所述第四開關管的源極分別與所述外部直流電源的負極連接。3.根據權利要求1所述的并網逆變電路，其特征在于，還包括直流電源，所述直流電源與所述逆變器的直流輸入側連接。4.根據權利要求1所述的并網逆變電路，其特征在于，所述N+1端口變壓器包括高頻自耦N+1端口變壓器。5.根據權利要求1所述的并網逆變電路，其特征在于，所述2N相整流器包括2N相全橋整流器。6.根據權利要求1所述的并網逆變電路，其特征在于，所述2N相整流器包括自然關斷型2N相全橋整流器。7.根據權利要求1所述的并網逆變電路，其特征在于，所述2N+1端逆變器包括2N+1端單相逆變器。8.根據權利要求1所述的并網逆變電路，其特征在于，所述2N+1端逆變器包括2N+1端三相逆變器。9.根據權利要求8所述的并網逆變電路，其特征在于，還包括三相交流系統，所述2N+1端三相逆變器輸出端與所述三相交流系統連接。10.—種如權利要求1-9所述的并網逆變電路的控制方法，其特征在，包括步驟: 對逆變器輸出的高頻方波進行調制控制； 實時采集2N+1條支路中的電壓值； 計算所述2N+1條支路中相鄰兩支路的電壓均值； 輸入調制波至2N+1端逆變器，當所述調制波大于第η支路與第n+1支路的電壓平均值且小于第n+1支路與第n+2支路的電壓平均值時，導通所述2N+1端逆變器第η支路的功率開關管； 其中，所述η為整數，I彡η彡2Ν-1。
【文檔編號】H02M7/483GK105978376SQ201610519063
【公開日】2016年9月28日
【申請日】2016年7月1日
【發明人】文安, 盧亮宇, 魏承志, 饒宏, 曾勇剛, 牟敏, 楊俊權, 趙曼勇, 許樹楷, 劉琨, 黃維芳, 金鑫
【申請人】南方電網科學研究院有限責任公司, 中國南方電網有限責任公司