一種有源鉗位串并聯全橋dc/dc變換器的制造方法
【專利摘要】本發明公開了一種有源鉗位串并聯全橋DC/DC變換器，包括逆變電路、諧振網絡、變壓器、整流濾波網絡和有源鉗位電路。諧振網絡包括串聯諧振電感、MOS管寄生電容。主整流濾波網絡即為全橋整流電路；有源鉗位電路包括鉗位二極管(DB)、電容(Cc)。本變換器能夠在不增加控制電路復雜性的基礎上實現全橋(FB)臂全負載范圍內的軟開關，并且，可以消除整流部分的電壓尖峰。本變換器以輸入電壓范圍為基準，有兩種工作模式：正產輸入范圍下，工作在串并聯變換器狀態；低于正常范圍下，工作在有源鉗位升壓來拓寬工作范圍。
【專利說明】-種有源錯位串并聯全橋DC/DC變換器 【技術領域】
[0001] 本發明屬于開關操作電源技術領域，設及一種有源錯位串并聯全橋DC/DC變換器。 【【背景技術】】
[0002] 能源轉換效率一直是人們關注的熱點，其中功率轉換器件作為電力行業效率轉換 的一個代表，被廣泛應用在如開關電源，分布式電源，不間斷電源等各個方面，傳統的功率 轉換器件大多工作于硬開關狀態具有開關損耗大，電壓應力大，功率密度低，EMI大，轉換效 率低等諸多問題，而電流型（串并聯變換器、LLC等)變換器則能很好的削弱或者解決運些問 題。
[0003] 電流型變換器工作于軟開關狀態，減小開關損耗，提高變換器效率，為變換器高頻 化提供了可能性，進一步縮小變換器的體積和重量，提高變換器的功率密度和動態性能，同 時改善電磁兼容。
[0004] 另外，除了電能質量和效率一直是關注焦點外，現代社會對電源的供電范圍，尤其 是在針對新能源等款輸入范圍的應用方面，更是倍加關注。 【
【發明內容】
】
[0005] 本發明的目的在于解決上述現有技術中的問題，提供一種高頻、高效，并在寬輸入 電壓時能繼續高效、穩定工作的有源錯位串并聯全橋DC/DC變換器。
[0006] 為了實現上述目的，本發明采用W下技術方案予W實現：
[0007] -種有源錯位串并聯全橋DC/DC變換器，包括直流電源Vin、帶有若干MOS管的逆變 電路、諧振網絡、變壓器TR、輸出整流濾波電路、有源錯位電路W及控制回路;直流電源Vin 通過逆變電路、諧振網絡與變壓器的原邊繞組化相連;諧振網絡包括諧振電感Lr和MOS管寄 生電容；諧振電感Lr與變壓器TR的原邊繞組化串聯，變壓器TR的副邊繞組通過輸出整流濾 波電路輸出；控制回路采集直流電源Vin、變壓器TRW及輸出端Vo的電壓信號，通過驅動電 路將控制信號發給逆變電路的MOS管。
[000引本發明進一步的改進在于：
[0009] 所述逆變電路包括MOS管Ql及其體二極管化1和寄生電容Cl、M0S管Q2及其體二極管 化2和寄生電容C2、M0S管Q3及其體二極管化3和寄生電容C3、M0S管Q4及其體二極管化4和寄生 電容C4;
[0010] MOS管Ql的漏極和MOS管Q3的漏極與直流電源Vin的正極相連，MOS管Q2的源極和 MOS管Q4的源極與直流電源Vin的負極相連;MOS管Ql的源極和MOS管Q2的漏極相連，MOS管Q3 的源極和MOS管Q4的漏極相連。
[00川所述變壓器TR的原邊繞組化一端與諧振電感Lr相連，另一端連接至MOS管Q3的源 極和MOS管Q4的漏極之間的節點上。
[0012]所述有源錯位電路包括錯位二極管化和電容Ce,錯位二極管化的陽極接MOS管Ql的 漏極，陰極接MOS管Q3的漏極;電容Ce的一端接MOS管Q3的漏極另一端接MOS管Q4的源極。
[0013] 所述輸出整流濾波電路包括整流二極管Dl及其寄生電容Cdi、整流二極管D2及其寄 生電容Cd2、整流二極管D3及其寄生電容Cd3、整流二極管D4及其寄生電容Cd4、諧振電容Cp、濾 波電感Lf W及濾波電容Co;
[0014] 變壓器TR副邊繞組化的一端分別接整流二極管Dl的陽極和整流二極管D2的陰極， 另一端接整流二極管D3的陽極和整流二極管D4的陰極，勵磁電感Lm并聯在變壓器TR副邊繞 組化的兩端;諧振電容Cp并聯在整流二極管D3的陰極和整流二極管D4的陽極兩端，濾波電 感Lf和濾波電容Co串聯后并聯在諧振電容Cp兩端，且諧振電容Cp的兩端為變換器輸出端 Vo O
[0015] 所述控制回路包括控制處理器、第一采樣電路、第二采樣電路、第=采樣電路W及 驅動方波發生電路;第一采樣電路的輸入端與直流電源Vin的正極相連，第二采樣電路的輸 入端與變壓器原邊繞組化相連，第=采樣電路的輸入端與輸出端Vo的正極相連;第一采樣 電路、第二采樣電路和第=采樣電路的輸出端均與控制處理器的輸入端相連;控制處理器 的輸出端與驅動方波發生電路相連，驅動方波發生電路的輸出端分別與各MOS管相連。
[0016] 與現有技術相比，本發明具有W下有益效果：
[0017] 本發明通過將全橋和有源錯位電路結合，W利于實現轉化高效，工作高頻，大功率 等的應用，在變換器輸入范圍低于正常輸入范圍時，穩定輸出電壓，繼續保持高效率的電能 變換，保護后級精密用電設備。 【【附圖說明】】
[0018] 圖1是諧振變換器電路拓撲結構；
[0019] 圖2a是正常輸入范圍內變換器工作的波形圖；
[0020] 圖化是輸入降低時的不對稱PWM時序信號。 【【具體實施方式】】
[0021] 下面結合附圖對本發明做進一步詳細描述：
[0022] 參見圖1，本發明包括直流電源Vin、逆變電路、諧振網絡、變壓器TR、輸出整流濾波 電路W及有源錯位電路；直流電源Vin通過逆變電路、諧振網絡與變壓器的原邊繞組化相 連;諧振網絡包括諧振電感Lr和MOS管寄生電容；諧振電感Lr與變壓器TR的原邊繞組化串 聯，變壓器TR的副邊繞組通過輸出整流濾波電路輸出。
[0023] 逆變電路包括MOS管Ql及其體二極管化1和寄生電容Cl、M0S管Q2及其體二極管化2 和寄生電容C2、M0S管Q3及其體二極管化3和寄生電容C3、M0S管Q4及其體二極管化4和寄生電 容C4;M0S管Ql的漏極和MOS管Q3的漏極與直流電源Vin的正極相連，MOS管Q2的源極和MOS管 Q4的源極與直流電源Vin的負極相連;MOS管Ql的源極和MOS管Q2的漏極相連，MOS管Q3的源 極和MOS管Q4的漏極相連。變壓器TR的原邊繞組化一端與諧振電感Lr相連，另一端連接至 MOS管Q3的源極和MOS管Q4的漏極之間的節點上。
[0024] 有源錯位電路包括錯位二極管化和電容Ce,錯位二極管化的陽極接MOS管Ql的漏 極，陰極接MOS管Q3的漏極;電容Ce的一端接MOS管Q3的漏極另一端接MOS管Q4的源極。
[0025] 輸出整流濾波電路包括整流二極管Dl及其寄生電容Cdi、整流二極管D2及其寄生電 容Cd2、整流二極管D3及其寄生電容Cd3、整流二極管D4及其寄生電容Cd4、諧振電容Cp、濾波電 感LfW及濾波電容Co;變壓器TR副邊繞組化的一端分別接整流二極管Dl的陽極和整流二極 管D2的陰極，另一端接整流二極管D3的陽極和整流二極管D4的陰極，勵磁電感Lm并聯在變 壓器TR副邊繞組化的兩端;諧振電容Cp并聯在整流二極管D3的陰極和整流二極管D4的陽極 兩端，濾波電感Lf和濾波電容Co串聯后并聯在諧振電容Cp兩端，且諧振電容Cp的兩端為變 換器輸出端。
[0026] 控制回路包括采樣電路，控制處理器(單片機、DSP、FPGA等對反饋給自己的信號進 行處理），驅動電路，采用調控方式調節占空比驅動方波發生電路給開關管信號。
[0027] 如圖2a所示，本發明在正常輸入范圍內工作時的電路波形圖，圖2b為低于正常輸 入范圍時的控制時序圖。
[0028] 本發明在正常工作期間錯位電路對主電路沒有任何影響，在輸入電壓偏低時，變 換器輸出無法滿足需要，此時，改變變換器工作方式(不對稱開關)使變換器工作在有源錯 位升壓狀態，保持后級正常工作。電流型變換器結構，可W充分保證輕載所有MOS管的軟開 關。變換器的一個完整的周期由不同的子區間和對應的不同的模態組成，下面對其工作過 程進行分析：
[0029] ModeUtO-U]階段，Q1、Q3導通，變壓器副邊整流電流Qdb)為零，原邊電流（ip)通 過91、〇8、93、原邊繞組環流，該階段變壓器原邊電壓(化)與副邊電壓(￥3)均為零，勵磁電感 電流ibn近似恒定且滿足:iLm(t) = ip(t) = iLm(t〇)。
[0030] Mode2[tl-t2]階段，在tl時，Q3近似零電流關斷，該模態下，ip給C3、C4充、放電。
[0031] Mode3[t2-t3]階段，在t2時，VQ4為零，TR原邊電流ip從D4通過，Q4可實現零電壓 (ZVS)開通，變壓器正常工作，副邊電流開始通過D1、D4。
[0032] Mode4[t3-t4]階段，Ql關斷時，該模態開始，TR原邊電流ip給C1、C2充放電，當VQ2 為零時，D2自然導通，Q2可實現零電壓開通(ZVS)。在t4時，TR原邊電壓化為零，此時，Dl、D4 仍然開通，-Vcp施加到Lr上，原邊電流開始下降。
[0033] 下辦周期的工作原理和上面所述工作原理相同，方向相反。
[0034] 當輸入電壓范圍低于正常工作時的輸入電壓時，變壓器不再工作在移相狀態，控 制信號調整為不對稱PWM，變換器工作在有源錯位升壓狀態，占空比D大于0.5，其工作過程 分析如下：
[0035] Mode 1 [ tO-t 1 ]階段，在to時，Ql、Q4導通，同時TR副邊Dl、D4導通，變換器TR進行正 常的能量傳遞，電容Cc此時處于充電狀態。
[0036] Mode2[tl-t2]階段，該階段為死區時間。
[0037] Mode3[t2-t3]階段，與Model相反，Q2、Q3導通，此階段中Db因承受反壓而關斷，此 時給負載供電的是電容Cc中存儲的能量。
[0038] Mode4[t3-t4]階段，同 Mode2。
[0039] 在有源錯位升壓模態，電容Ce的電壓Vc (D > 0.5)可表示3
[0040] 因為占空比的變化，使得Cc中的能量可W高于輸入，運樣，W 迪當加寬輸入電壓 的范圍。由于，串并聯的諧振的結構，可W保證逆變部分的軟開關和工作的高頻化。
[0041] W上內容僅為說明本發明的技術思想，不能W此限定本發明的保護范圍，凡是按 照本發明提出的技術思想，在技術方案基礎上所做的任何改動，均落入本發明權利要求書 的保護范圍之內。
【主權項】
1. 一種有源鉗位串并聯全橋DC/DC變換器，其特征在于，包括直流電源Vin、帶有若干 MOS管的逆變電路、諧振網絡、變壓器TR、輸出整流濾波電路、有源鉗位電路以及控制回路； 直流電源Vin通過逆變電路、諧振網絡與變壓器的原邊繞組Np相連;諧振網絡包括諧振電感 Lr和MOS管寄生電容;諧振電感Lr與變壓器TR的原邊繞組Np串聯，變壓器TR的副邊繞組通過 輸出整流濾波電路輸出；控制回路采集直流電源Vin、變壓器TR以及輸出端Vo的電壓信號， 通過驅動電路將控制信號發給逆變電路的M0S管。2. 根據權利要求1所述的有源鉗位串并聯全橋DC/DC變換器，其特征在于，所述逆變電 路包括M0S管Q1及其體二極管DQ1和寄生電容C1、M0S管Q2及其體二極管Dq 2和寄生電容C2、 M0S管Q3及其體二極管Dq3和寄生電容C3、M0S管Q4及其體二極管Dq4和寄生電容C4; M0S管Q1的漏極和M0S管Q3的漏極與直流電源Vin的正極相連，M0S管Q2的源極和M0S管 Q4的源極與直流電源Vin的負極相連;M0S管Q1的源極和M0S管Q2的漏極相連，M0S管Q3的源 極和M0S管Q4的漏極相連。3. 根據權利要求1所述的有源鉗位串并聯全橋DC/DC變換器，其特征在于，所述變壓器 TR的原邊繞組Np-端與諧振電感Lr相連，另一端連接至M0S管Q3的源極和M0S管Q4的漏極之 間的節點上。4. 根據權利要求1所述的有源鉗位串并聯全橋DC/DC變換器，其特征在于，所述有源鉗 位電路包括鉗位二極管Db和電容Cc，鉗位二極管Db的陽極接M0S管Q1的漏極，陰極接M0S管Q3 的漏極；電容Cc的一端接M0S管Q3的漏極另一端接M0S管Q4的源極。5. 根據權利要求1所述的有源鉗位串并聯全橋DC/DC變換器，其特征在于，所述輸出整 流濾波電路包括整流二極管D1及其寄生電容C D1、整流二極管D2及其寄生電容CD2、整流二極 管D3及其寄生電容CD3、整流二極管D4及其寄生電容Cm、諧振電容Cp、濾波電感Lf以及濾波 電容Co; 變壓器TR副邊繞組Ns的一端分別接整流二極管D1的陽極和整流二極管D2的陰極，另一 端接整流二極管D3的陽極和整流二極管D4的陰極，勵磁電感Lm并聯在變壓器TR副邊繞組Ns 的兩端;諧振電容Cp并聯在整流二極管D3的陰極和整流二極管D4的陽極兩端，濾波電感Lf 和濾波電容Co串聯后并聯在諧振電容Cp兩端，且諧振電容Cp的兩端為變換器輸出端Vo。6. 根據權利要求1所述的有源鉗位串并聯全橋DC/DC變換器，其特征在于，所述控制回 路包括控制處理器、第一采樣電路、第二采樣電路、第三采樣電路以及驅動方波發生電路； 第一采樣電路的輸入端與直流電源Vin的正極相連，第二采樣電路的輸入端與變壓器原邊 繞組Np相連，第三米樣電路的輸入端與輸出端Vo的正極相連;第一米樣電路、第二米樣電路 和第三采樣電路的輸出端均與控制處理器的輸入端相連;控制處理器的輸出端與驅動方波 發生電路相連，驅動方波發生電路的輸出端分別與各M0S管相連。
【文檔編號】H02M3/335GK105978356SQ201610530704
【公開日】2016年9月28日
【申請日】2016年7月5日
【發明人】史永勝, 田衛東, 李娜, 王雪麗, 寧青菊
【申請人】陜西科技大學