開關電源裝置的控制電路和開關電源裝置的制造方法

開關電源裝置的控制電路和開關電源裝置的制造方法
【專利摘要】本發明涉及開關電源裝置的控制電路和開關電源裝置。在開關電源裝置中，即便在低頻區域擴大傳導EMI標準，也能應對噪聲。在向驅動開關元件的開關頻率施加抖動(頻率擴散)來降低傳導EMI噪聲的發生的抖動控制電路中，接收表示負載大小的反饋電壓(FB)電壓，隨著從最大振蕩頻率(65kHz)的固定頻率區域朝降頻區域以及最小振蕩頻率(25kHz)的固定頻率區域轉移，階段性地擴大開關頻率的擴散寬度。由此，即使在低頻帶側擴大EMI噪聲的測定頻率范圍，也能得到充分降低EMI噪聲的效果。
【專利說明】
開關電源裝置的控制電路和開關電源裝置
技術領域
[0001]本發明涉及開關電源裝置的控制電路和開關電源裝置，尤其涉及向開關頻率施加抖動(頻率擴散)來降低噪聲的產生的開關電源裝置的控制電路和開關電源裝置。
【背景技術】
[0002]開關電源裝置可將商用交流電壓轉換成任意直流電壓并輸出，元器件數量較少、還能應對較寬的輸入電壓范圍。例如，已知的有輸出電壓與商用電源相絕緣的方式的回掃方式。
[0003]圖10是表示回掃式開關電源裝置的代表性結構例的電路圖。
該回掃式開關電源裝置100具有PffM (脈寬調制)控制用的控制電路即控制IC8，至少包括圖中的變壓器T、二極管19、電容器20和開關元件。作為開關元件，此處使用M0SFET(MetalOxide Semiconductor Filed Effect Transistor:金屬氧化物半導體場效應晶體管)17。
[0004]商用的交流電源I經由構成輸入的噪聲濾波器的共模扼流圈2和X電容器3提供至二極管橋4，由該二極管橋4進行全波整流。
[0005]電容器5設于二極管電橋4與接地之間，具有保持輸入電壓以向輸出穩定地提供能量的功能、以及吸收M0SFET17的開關動作所產生的開關噪聲的功能。此外，二極管6對交流電源I進行半波整流，經由限流電阻7提供至控制IC8的VH端子。利用該限流電阻7來限制輸入至VH端子的輸入電流。
[0006]控制IC8的LAT端子與熱敏電阻9相連接，對控制IC8提供過熱鎖存保護。此外，感測電阻12的電壓經由電容器10和電阻11所構成的噪聲濾波器而輸入至控制IC8的CS端子。
[0007]控制IC8的VCC端子與電容器13的一端相連接，并且經由二極管14與變壓器T的輔助繞組15相連接。該電容器13將PffM控制動作時提供至控制IC8的電源電壓進行保持。此外，二極管14用于在啟動后從輔助繞組15向VCC端子提供電壓。
[0008]變壓器T的一次繞組16的一端與電容器5相連接，另一端與M0SFET17的漏極端子相連接。此外，MOSFET17的源極端子經由感測電阻12接地，利用感測電阻12檢測出流過M0SFET17的漏極電流Ids。即，在感測電阻12中，M0SFET17的導通電流轉換成大小與其成比例的電壓信號，該電壓信號(電流檢測信號)經由噪聲濾波器被輸入至控制IC8的CS端子。
[0009]變壓器T的二次繞組18的一端與二極管19相連接，進一步經由電容器20接地。電容器20的電壓是提供至負載25的輸出電壓，與該電壓有關的信息由光電耦合器21從二次側傳送至一次側。光電耦合器21與分路調節器22串聯連接，分路調節器22連接有對輸出電壓進行分壓的電阻23、24的連接點，利用分路調節器22對輸出電壓的分壓值和未圖示基準電壓進行比較。其結果是，相對于二次側輸出電壓的基準電壓的誤差信息由分路調節器22轉換成電流信號，該電流信號流過構成光電耦合器21的LED并轉換為光信號，該光信號傳遞至構成光電耦合器21的光電晶體管，從而將負載信息傳送至一次側。
[0010]利用P麗控制用控制IC8來構成的開關電源裝置100中，對M0SFET17的開關動作進行控制，從而交流輸入電壓的整流電壓經由變壓器T轉換為規定的直流電壓。[0011 ]由IC電路構成的控制IC8中，輸出至變壓器T的二次側的負載25的負載信息如上所述那樣經由分路調節器22、光電耦合器21反饋至控制IC8的FB端子從而進行檢測。
[0012]此外，由感測電阻12將MOSFET17的漏極電流I d s進行電壓轉換，由控制IC8的CS端子來檢測出該電壓。直接或間接比較FB端子電壓與CS端子電壓來決定由OUT端子輸出的輸出信號，從而對M0SFET17的導通寬度進行可變控制，由此能對開關電源進行PffM控制，從而能調整對二次側負載25的供電。
[0013]圖11是表示控制IC的電路結構例的框圖。
在控制IC8中，啟動電路31在啟動時從VH端子向VCC端子提供電流，若施加交流電源I，則控制IC9中電流從VH端子通過啟動電路31流向VCC端子。由此，對與VCC端子進行外部連接的電容器13進行充電，其電壓值上升。
[0014]低壓誤動作防止電路(UVL0)32與VCC端子和基準電源Vl相連接。在該低壓誤動作防止電路32中，若VCC端子的電壓值在基準電源Vl以上，則低壓誤動作防止電路32的輸出即UVLO信號成為L(低)電平，內部電源電路33被啟動，向控制IC8內的各電路進行供電。相反，在VCC端子電壓低的期間，低壓誤動作防止電路32的UVLO信號成為H(高)電平，停止控制IC8的動作。
[0015]振蕩器(0SC)34與FB端子相連接，內置有為了降低M0SFET17的開關動作所產生的EMI(Electromagnetic Interference:電磁干擾)噪聲而進行頻率擴散的調頻功能。該振蕩器34決定由控制IC8所控制的M0SFET17的開關頻率，與上述調頻功能不同，具有在輕負載時降低振蕩頻率的功能，輸出振蕩信號(最大占空比信號)Dmax。
[0016]該振蕩信號Dmax是H電平時間較長、每個周期的短時間內成為L電平的信號，其周期成為開關電源的開關周期，該周期與周期中H電平時間之比提供開關電源的最大時間比率(最大占空比)。此外，斜率補償電路35與CS端子相連接，具有防止后述分諧波振蕩的功會K。
[0017]FB比較器36的輸入端子與FB端子及基準電源V2相連接。在FB端子電壓低于基準電源V2時，FB比較器36判斷為負載功率小，從FB比較器36向后級單觸發電路37輸出清除信號CLR，停止開關動作。此外，當FB端子電壓高于基準電源V2時，FB控制器36使開關動作開始。由此，FB比較器36實現在輕負載時暫停開關動作的脈沖動作。
[0018]單觸發電路37在振蕩器34的振蕩信號Dmax的上升沿被觸發并生成提供給后級RS觸發器38的置位脈沖。此外，該置位脈沖還成為消隱信號，該消隱信號用于防止由M0SFET17導通時在CS端子所產生的噪聲而導致錯誤地使M0SFET17截止的情形。在向單觸發電路37輸入H電平的清除信號CLR的期間，單觸發電路37不輸出提供給RS觸發器38的置位脈沖。
[0019]RF觸發器38與或門39和與門40—同生成P麗信號。即，在或門39中，利用所輸入的單觸發電路37的輸出信號和RS觸發器38的輸出信號來生成2個輸出信號的邏輯或(OR)信號。
[0020]基本上，該或門39的輸出信號成為PWM信號，但進一步基于振蕩器34的振蕩信號Dmax在與門40決定PffM信號的最大占空比。
[0021 ] 從低壓誤動作防止電路32輸出的UVLO信號經由或門41提供至驅動電路(OUTPUT)42，從而對是否允許驅動電路42的動作進行控制。驅動電路42利用從驅動電路42經由OUT端子輸出的開關信號Sout對M0SFET17的柵極進行開關控制。即，VCC端子電壓低從而UVLO信號成為H電平時，使驅動電路42的輸出成為截止(輸出使M0SFET17截止的信號)。相反，VCC端子電壓高從而UVLO信號為L電平且鎖存電路49的輸出信號成為L電平時，驅動電路42根據與門40的輸出信號對MOSFET17的柵極進行開關控制。
[0022]電平移位電路43具有將FB端子的電壓電平移位進能輸入至CS比較器44的電壓范圍的功能，電平移位電路43的輸出信號提供至CS比較器44的反轉輸入端子(_)。向CS比較器44的非反轉輸入端子(+ )提供斜率補償電路35的輸出信號。另外，內部電源電壓經由電阻RO與FB端子相連接，該電阻RO成為構成光電耦合器21的光電晶體管的負載電阻(上拉電阻)。由此，利用由電阻RO引起的來自內部電源電路33的電壓下降，對施加于連接至開關電源裝置100的負載25的電壓與基準電壓之差被放大而得到的誤差信號的大小進行檢測。另外，誤差信號是其值越大、表示負載越重的信號。
[0023]CS比較器44對實施了后述的用于防止分諧波振蕩的斜率補償的CS端子電壓和電平移位后的FB端子電壓進行比較，決定M0SFET17的截止定時。
[0024]此外，控制IC8的CS端子與OCP比較器45相連接，該OCP比較器45決定M0SFET17的過電流檢測電平。OCP比較器45的非反轉輸入端子(+ )與CS端子相連接，反轉輸入端子(-)與基準電源V3相連接，由OCP比較器45決定M0SFET17的過電流檢測電平。
[0025]之后，來自CS比較器44的截止信號及由延遲時間控制電路50調整了延遲時間之后的來自OCP比較器45的截止信號均經由或門46提供至RS觸發器38的復位端子。
[0026]另外，從電流源47經由LAT端子向熱敏電阻9提供電流。LAT比較器48與LAT端子及基準電源V4相連接，若檢測出LAT端子的電壓(即熱敏電阻9的電壓)降低成在基準電源V4的電壓以下，則判斷為過熱狀態，向鎖存電路49輸出置位信號。
[0027]鎖存電路46接受LAT比較器48的置位信號，將H電平的鎖存信號Latch輸出至或門41和或門51。由此，驅動電路42斷開，啟動電路31接通。此外，向鎖存電路49的復位端子提供低壓誤動作防止電路32的UVLO信號，若VCC端子的電位下降，則鎖存狀態被解除。
[0028]若內部電源電路33啟動并向內部電路供電，則電壓經由電阻RO和FB端子施加于構成光電親合器21的光電晶體管，FB端子電壓上升。
[0029]若FB端子的電壓信號成為一定電壓值以上，貝Ij從振蕩器34輸出振蕩信號Dmax，在振蕩信號Dmax的上升沿觸發的單觸發電路37向RS觸發器38輸出置位脈沖。
[0030 ]該置位脈沖與RS觸發器3 8的輸出信號一同輸入至或門39。然后，或門3 9的輸出信號作為PffM信號通過與門40和驅動電路42從OUT端子輸出至M0SFET17的柵極端子，成為開關信號Sout并驅動M0SFET17。
[0031]由此，在振蕩信號Dmax的上升沿，M0SFET17成為導通。另外，對RS觸發器38的輸出信號和來自單觸發電路37的置位脈沖進行邏輯或是為了防止如下情況:S卩，M0SFET17導通時在CS端子產生的噪聲引起RS觸發器38復位從而M0SFET17在導通后立即截止。
[0032]若M0SFET17導通，則感測電阻12有漏極電流Ids流過，從而控制IC8的CS端子電壓上升。然后，若由控制IC8的斜率補償電路35進行斜率補償后的CS端子電壓達到由電平移位電路43將FB端子電壓進行電平移位后的電壓，則從CS比較器44經由或門46向RS觸發器38輸出復位信號。
[0033]由于RS觸發器38被復位，使得或門39的輸出成為L電平(在通常動作中，該時刻來自單觸發電路37的置位脈沖成為L電平)，由此與門40的輸出也成為L電平，因此由開關信號Sout 使 M0SFET17 截止。
[0034]此外，即便開關電源裝置所連接的負載25極重、反饋至控制IC8的FB端子的電壓值(高壓側)在控制范圍以外，OCP比較器45也能將CS端子的電壓值與基準電源V3的值進行比較，從而在CS端子的電壓值在基準電源V3的值以上的情況下，能使MOSFET17截止。
[0035]在由CS比較器44將FB端子電壓電平移位后的電壓與CS端子的電壓進行比較之前，由斜率補償電路35對CS端子的電壓加上與M0SFET17的導通寬度成比例的斜率補償電壓從而進行斜率補償。
[0036]—般地，若M0SFET17在穩定狀態下動作，則在各開關周期的最初流過M0SFET17的電流大小為恒定。然而，若M0SFET17的占空比(導通時比率=導通寬度/開關周期)過大，則電流大小不恒定，在每個開關周期流過M0SFET17的電流狀態發生變動。若發生該現象，流過M0SFET17的電流成為開關頻率的信號重疊有低頻信號的狀態。
[0037]這樣的低頻下的振蕩公知為分諧波振蕩，但分諧波振蕩具有發生分諧波振蕩的條件。通過對CS端子的電壓重疊單調增加的信號來進行斜率補償從而使其發生條件不成立，從而能防止分諧波振蕩。
[0038]此處，在開關電源裝置100中，控制IC8的振蕩器34生成使M0SFET17進行開關動作的振蕩信號Dmax，代表性地，使用65kHz、25kHz以及它們之間的頻率。即，在負載25為重負載時，開關頻率固定于65kHz并動作，隨著負載25成為輕負載，頻率可從65kHz到25kHz為止發生變動。若頻率降低至25kHz，則將頻率固定于25kHz，防止頻率降低到成為變壓器T的鳴音原因的可聽頻率。這樣，隨著變成輕負載而降低動作頻率，從而能提高開關電源裝置100的效率。
[0039]此處，開關頻率固定于例如65kHz的情況下，以65kHz為基波的高次諧波同時發生，該高次諧波作為輻射EMI和傳導EMI放射至開關電源裝置100之外。這種EMI噪聲對其它電子設備的動作產生不良影響，因此規定了要求限制基準使得不輸出一定量以上的噪聲。下面，對傳導EMI噪聲進行討論。
[0040]開關電源裝置100這樣的電源電子領域，作為降低傳導EMI噪聲的方法使用抖動(頻率擴散)(例如，參照專利文獻I)。
[0041]圖12是表示噪聲能量根據有無抖動而不同的圖，橫軸表示頻率，縱軸表示噪聲能量。此外，圖12(a)表示沒有抖動的情形，(b)表示有抖動的情形。在該圖12(b)中，示出了以沒有抖動的頻率fs為中心將頻率擴散至± Δ f的范圍的中心擴散的情形。
[0042]在沒有抖動的情況下，噪聲能量集中于頻率fs的位置處而成為高峰值，但通過以頻率fs為中心在± Af的范圍內擴散頻率從而噪聲能量被分散，噪聲能量的平均值降低。由此，在沒有抖動而峰值超過要求限制的情況下，若有抖動，則能使峰值成為要求限制以下。
[0043]圖13是表示對開關頻率進行擴散時的噪聲電平的衰減效果的圖。在該圖13中，橫軸表示擴散寬度，縱軸表示衰減量，示出在基波頻率f s為65kHz、測定頻率寬度即分辨率帶寬RBW為9kHz時的噪聲的衰減量。
[0044]根據該圖13，示出了擴散寬度越寬、衰減量S越大，噪聲電平的衰減效果越大。此夕卜，此時的衰減量S能由以下數學式來表達(例如，參照專利文獻2)。
S= 10 X log(2 X δ X fs/RBff) = 10 X log(2 Δ f/RBff)
此處，δ是擴散率(% )，f s是動作頻率(Hz)，Δ f是單側擴散寬度(=f s X δ) (Hz)，RBW是分辨率帶寬(Hz)。根據該衰減量S的數學式示出了擴散寬度(2 △ f)和分辨率帶寬RBW之比越大衰減效果越大。
[0045]而且，當前的傳導EMI標準中，將EMI噪聲的測定頻率范圍定為從150kHz到30MHz，因此，關于衰減效果需要考慮150kHz以上的高次諧波。根據圖13，為了獲得3dB以上的衰減量，需要將擴散寬度(2 Af)確保在20kHz以上。此處，對基本的開關動作頻率fs為65kHz和25kHz，將擴散寬度定為固定比率(此處為±7%)的情形進行說明。即，開關電源裝置100在重負載時以65kHz 土4.55kHz進行動作、輕負載時以25kHz 土 1.75kHz進行動作。
[0046]65kHz 土 4.55kHz的150kHz以上的高次諧波相當于次數n = 3，該3次諧波的頻率為3X (65kHz 土4.55kHz) = 195kHz ± 13.65kHz，擴散寬度為27.3kHz。另外，高次諧波隨著次數升高其能量越小，因此，若3次諧波低于EMI限制，則4次以上的高次諧波的衰減量無需考慮。
[0047]25kHz 土 1.75kHz的150kHz以上的高次諧波相當于次數η = 6，該6次諧波的頻率為6X (25kHz±I.75kHz) = 150kHz±10.5kHz，擴散寬度為21kHz。
[0048]因此，對于開關動作頻率f s為65kHz和25kHz，將擴散寬度設為±7%，從而在EMI噪聲的測定頻率范圍內能確保20kHz以上的擴散寬度，能獲得3dB以上的衰減量。
[0049]圖14是表示具有進行頻率擴散的抖動控制電路的振蕩器結構例的電路圖，圖15是表示抖動控制電路的結構例的電路圖。
如圖14所示，振蕩器34包括:檢測出反饋電壓FB的緩沖放大器61、根據該緩沖放大器61的輸出來控制流過晶體管(η溝道型的MOS — FET)N1的電流的放大器62。晶體管NI與由晶體管(P溝道型的MOS—FET)P1、P2構成的電流鏡電路相連接，流過晶體管NI的電流成為該電流鏡電路的輸入電流。該電流鏡電路的輸出電流提供至電流鏡電路的輸出端即晶體管P2的漏極端子所連接的晶體管N2，用于控制流過晶體管N5的電流。進一步地，電流鏡電路的輸出電流經由晶體管N3和晶體管P3用來控制流過晶體管P4的電流。
[0050]另外，晶體管P4、N5經由互補地進行導通和截止控制的晶體管P5、N4進行串聯連接。此外，晶體管P5、N4的串聯連接點連接有電容器C。晶體管P5起到如下作用:S卩，在該晶體管P5進行導通動作時，以流過晶體管P4的電流對電容器C進行充電。此外，晶體管N4起到如下作用:即，在該晶體管N4進行導通動作時，以流過晶體管N5的電流對電容器C進行放電。
[0051]磁滯比較器63對電容器C的充放電電壓和規定的基準電壓Vref (由于是磁滯比較器，因此實際上由高側的基準電壓VrefH和低側的基準電壓VrefL這2個基準電壓來構成)進行比較，反相器64將遲滯比較器63的輸出反轉來生成用于對M0SFET17進行導通和截止驅動的振蕩信號Dmax。此外，同時將磁滯比較器63的輸出用作對晶體管P5、N4進行互補的導通和截止驅動的控制信號、以及對抖動控制電路70的動作進行規定的時鐘信號。
[0052]如圖15所示，抖動控制電路70包括:與晶體管Pl之間并聯連接的構成電流鏡電路的多個(4個)晶體管？11、？12、？13、？14;以及與這些晶體管？11、？12、？13和？14分別串聯連接的晶體管P15、P16、P17和P18。晶體管P15、P16、P17和P18起到如下作用:S卩，晶體管P15、P16、?17和？18接收分頻器兼計數器71的輸出如、01、02、03而被控制為導通和截止，選擇性地提取流過晶體管P11、P12、P13、P14的電流并相加于晶體管N2的漏極電流。
[0053]另外，分別流過各晶體管P11、P12、P13、P14的電流例如設定為11、12(= 2.11),13(=2.12 = 4.11)、14(=2.13 = 4.12 = 8.II)。這些電流比可通過分別改變在與晶體管Pl之間形成電流鏡電路的晶體管P11、P12、P13、P14的柵極寬度/柵極長度來進行設定。
[0054]此外，分頻器兼計數器71對磁滯比較器63的輸出進行分頻并進行計數動作。此外，分頻器兼計數器71對其計數值進行計數，例如在
[0000]-
[1111]的范圍內依次改變其輸出
00、01、02和03。由此，對晶體管？15、？16、？17、？18選擇性地進行導通和截止控制。而且，通過晶體管？15、？16、？17和？18的選擇性導通動作，能選擇性地輸出流過晶體管？11、？12、？13和P14的電流。
[0055]其結果是，抖動控制電路70的輸出電流b階梯狀地變化，其輸出電流b施加于晶體管N2 ο于是，給對電容器C進行充電的電流帶來階梯狀的變化，從而將該電容器C充電到所述基準電壓Vref為止的時間也周期性地變化。其結果是，給經由磁滯比較器63輸出的脈沖信號的頻率帶來固定幅度的周期性的波動。這種振蕩頻率的控制是驅動M0SFET17的開關頻率的抖動控制。而且，通過該抖動控制，伴隨M0SFET17的開關而產生的EMI噪聲得到頻率擴散，由此降低EMI噪聲。
現有技術文獻專利文獻
[0056]專利文獻I:日本專利特開2014 — 204544號公報專利文獻2:日本專利特開2008-5682號公報(數學式2)

【發明內容】

發明所要解決的問題
[0057]然而，對于當前的傳導EMI標準(測定頻率范圍超過150kHz)，探討進行如下規定:將EMI噪聲的測定頻率范圍擴大至150kHz以下的低頻帶，使得在更低測定頻率范圍中也不產生傳導EMI噪聲。若測定頻率范圍擴大，則開關動作的頻率即噪聲能量最大的基波頻率也落入測定頻率范圍內，需要應對來自開關頻率的基波(例如65kHz)的噪聲。若利用EMI濾波器對其進行抑制，則具有如下問題:由于處于低頻帶，電感器和電容器的常數變大，元器件尺寸隨之增大，開關電源裝置的尺寸增大，進而成本有可能增加。
[0058]本發明鑒于上述點而完成，其目的在于提供開關電源裝置的控制電路和開關電源裝置，在通過變更電源電子領域的傳導EMI標準而擴大的低頻區域中也能應對噪聲。
解決技術問題所采用的技術方案
[0059]在本發明中為了解決上述問題，提供一種開關電源裝置的控制電路，進行控制以便通過對連接至輸入電壓的開關元件進行開關來生成規定的直流電壓并輸出至負載時，該開關電源裝置的控制電路進行控制使得隨著所述負載從重負載轉變成輕負載將開關頻率降低。該開關電源裝置的控制電路包括:振蕩單元，該振蕩單元通過對與所述負載的大小相應的規定電流進行切換以便對電容器充電或使所述電容器放電，從而決定與所述負載的大小相應的所述開關頻率；以及抖動控制單元，該抖動控制單元設于所述振蕩單元并使所述開關頻率進行頻率擴散，隨著所述負載從重負載轉變成輕負載，所述抖動控制單元進行控制以擴大開關頻率的擴散寬度。
[0060]此外，本發明提供一種開關電源裝置，其包括控制電路，該控制電路進行控制以通過對連接至輸入電壓的開關元件進行開關來生成規定的直流電壓并輸出至負載時，該控制電路進行控制使得隨著所述負載從重負載轉變成輕負載將開關頻率降低。根據該開關電源裝置，所述控制電路包括:振蕩單元，該振蕩單元通過對與所述負載的大小相應的規定電流進行切換以對電容器充電或使所述電容器放電，從而決定與所述負載的大小相應的所述開關頻率；以及抖動控制單元，該抖動控制單元設于所述振蕩單元并使所述開關頻率進行頻率擴散，隨著所述負載從重負載轉變成輕負載，所述抖動控制單元進行控制以擴大開關頻率的擴散寬度。
發明效果
[0061]上述結構的開關電源裝置的控制電路和開關電源裝置進行如下控制，在進行可變控制的開關頻率的整個區域內隨著負載從重負載轉變成輕負載，將所提供的頻率擴散擴大。由此，具有如下優點:尤其在EMI噪聲的測定頻率范圍擴大至低頻帶的情況下，也能降低最小振蕩頻率引起的噪聲。
【附圖說明】
[0062]圖1是表示本發明的抖動控制的概念的圖。
圖2是表示噪聲降低效果的圖。
圖3是表示實施方式I所涉及的開關電源裝置的控制IC上所設的振蕩器的大致結構的圖。
圖4是表示圖3的振蕩器上所設的抖動控制電路的大致結構的圖。
圖5是表示實施方式2所涉及的開關電源裝置的控制IC上所設的振蕩器的大致結構的圖。
圖6是表示圖5的振蕩器上所設的抖動控制電路的大致結構的圖。
圖7是表示實施方式3所涉及的開關電源裝置的控制IC上所設的振蕩器的大致結構的圖。
圖8是表示圖7的振蕩器上所設的抖動控制電路的大致結構的圖。
圖9是表示本發明的另一抖動控制的概念的圖。
圖10是表示回掃式開關電源裝置的代表性結構例的電路圖。
圖11是表示控制IC的電路結構例的框圖。
圖12是表示噪聲能量根據有無抖動而不同的圖，(a)表示無抖動的情形，(b)表示有抖動的情形。
圖13是表示對開關頻率進行擴散時的噪聲水平的衰減效果的圖。
圖14是表示具有進行頻率擴散的抖動控制電路的振蕩器結構例的電路圖。
圖15是表示抖動控制電路的結構例的電路圖。
【具體實施方式】
[0063]下面，參照附圖，對本發明的實施方式進行詳細說明。另外，在以下說明中，開關電源裝置的整體結構與上述圖10相同，控制IC的整體電路結構與上述圖11相同，因此，對于它們的說明，參照圖10和圖11，相對應的結構要素使用相同的參照標號。此外，以下說明中，有時對于端子名及其端子的電壓、信號等使用相同標號。
[0064]圖1是表示本發明的抖動控制概念的圖，圖2是表示噪聲降低效果的圖。在圖1中，橫軸表示從變壓器T的二次側利用光電耦合器21傳送至一次側的反饋電壓(FB電壓)，縱軸表示控制IC8的振蕩器34的振蕩周期即MOSFET17的開關頻率。
[0065]開關電源裝置100的控制IC8具有如下功能:振蕩器34根據與負載大小相應的反饋電壓(負載越重、反饋電壓越大)來改變開關頻率。具體地，在反饋電壓成為第一值(Vrefl)以上的負載時，振蕩器34以最大振蕩頻率(65kHz的固定頻率區域)來驅動M0SFET17。若反饋電壓成為第一值以下，則隨著負載變小，振蕩器34降低開關頻率來提高效率(降頻區域)。具體地，在反饋電壓成為第三值(Vref3)以下的輕負載時，振蕩器34以最小振蕩頻率(25kHz的固定頻率區域)來驅動M0SFET17。
[0066]另一方面，振蕩器34利用其抖動控制電路對開關頻率進行頻率擴散。此處，如圖1所示，抖動控制電路的開關頻率的擴散寬度在65kHz的固定頻率區域(FB電壓在Vrefl以上的范圍)中設定為±7%。在靠近65kHz的固定頻率區域一側(FB電壓為Vrefl?Vref2的范圍)，降頻區域的擴散寬度設定為± 14 %，在靠近2 5 k H z的固定頻率區域一側(F B電壓為Vref2?Vref3的范圍)，降頻區域的擴散寬度設定為± 17.5%。此外，25kHz的固定頻率區域(FB電壓為Vref3以下的范圍)的擴散寬度設定為±21 %。
[0067]S卩，隨著反饋電壓FB從高(重負載)區域到低(輕負載)區域轉移，開關頻率的擴散寬度階段性地擴大。而且，在要擴大范圍的測定頻率范圍(< 150kHz)中，分辨率帶寬RBW成為200Hz，擴散寬度(2 Δ f)與分辨率帶寬之比增大(當前的測定頻率〉150kHz的標準中RBW為9kHz)。因此，有效地活用上述衰減量S的式子的(2 Af/RBW)擴大并進行最優控制，從而能增大EMI噪聲的降低效果。
[0068]隨著該開關頻率從65kHz轉變成25kHz而擴大擴散寬度所帶來的噪聲降低效果如圖2所示。即，可知:在該開關頻率為65kHz的情況下，衰減量計算值成為16dB，在開關頻率低于該值的情況下，衰減量計算值均成為17dB以上。另外，以測定頻率范圍9kHz — 150kHz的分辨率帶寬RBW為200Hz來進行計算。
〔實施方式I〕
圖3是表示實施方式I所涉及的開關電源裝置的控制IC上所設的振蕩器的大致結構的圖，圖4是表示圖3的振蕩器上所設的抖動控制電路的大致結構的圖。
[0069 ] 如圖3所示，振蕩器34具有接收從內部電源電路33輸出的電壓的端子Vdd (2.5V)和Vdd(5V)、接收將負載大小轉換為電壓的相當于誤差信號的反饋電壓的反饋端子FB、以及定時電阻連接端子RT。定時電阻連接端子RT與成為該控制IC8的外設元器件的定時電阻1?_1^相連接。
[0070]反饋端子FB與放大器FB_A相連接。該放大器?8_六的輸出電壓成為(FB+(FB-1.06V)XR12/R11)，由電阻R11、R12決定為放大率= R12/R11，構成例如放大率為10的放大器。另外，反饋端子FB的電壓FB成為小于1.06V，則放大器?8_六的輸出變得小于FB，但放大器FB_A的低電位側電源電壓為接地電位，因此，放大器FB_A的最小輸出成為零。
[0071 ]多輸入放大器RT_A是將2個反轉輸入端子中較低電壓進行輸出的放大器。例如，在非輕負載時，在反饋電壓FB較高、放大器?8_六的輸出在Vdd(2.5V)的2.5V以上時，多輸入放大器RT_A的輸出成為2.5V。
[0072]另一方面，在輕負載時，反饋電壓FB的變化量的10倍變化是放大器FB_A的輸出，因此成為Vdd(2.5V)以下。因而，多輸入放大器RT_A的輸出變得與放大器FB_A的輸出相等，成為 Vdd(2.5V)以下。
[0073 ]多輸入放大器1^_4的輸出與晶體管P21、P22的柵極相連接。晶體管P22和P21、晶體管N21和N22、晶體管P23和P24、晶體管N23和N24及N26、以及晶體管P25和P26分別構成電流鏡電路。由晶體管P22和P21構成的電流鏡電路的輸出電流成為由晶體管N21和N22構成的電流鏡電路的輸入電流，由晶體管N21和N22構成的電流鏡電路的輸出電流成為由晶體管P23和P24構成的電流鏡電路的輸入電流，由晶體管P23和P24構成的電流鏡電路的輸出電流成為由晶體管N23和N224及N26構成的電流鏡電路的輸入電流，由晶體管N23、N224和N26構成的電流鏡電路的輸出電流(晶體管N24的漏極電流)成為由晶體管P25和P26構成的電流鏡電路的輸入電流。
[0074]此外，連接于晶體管P25、N24的后級的晶體管P26、N26構成電流源，晶體管P27、N25構成切換電容器的充放電的開關。構成該開關的晶體管P27、N25的柵極連接至由設定三角波振蕩波形的上下限值的電阻R1、R2、R3、比較器CP1、CP2、以及RS觸發器RSFF構成的電路。另外，在該情況下，上述VrefH成為VrefH= 5 X (R2+R3)/(Rl+R2+R3)，VrefL成為VrefL = 5 XR3/(R1+R2+R3)。此外，從RS觸發器RSFF輸出振蕩信號Dmax。另外，晶體管P21與恒流源1并聯連接，若反饋電壓FB變小且放大器FB_A的輸出為零，則電容器C的充放電不再進行，防止振蕩停止。
[0075]此外，多輸入放大器RT_A的輸出為對于晶體管P22的柵極的輸入，能對流過定時電阻尺_1^的電流進行控制。此時，將定時電阻連接端子RT上的端子電壓設為Vrt。該多輸入放大器RT_A由運算放大器構成，因此，由于運算放大器輸入端子間的虛擬短路，定時電阻連接端子RT的電壓Vr t的值成為與Vdd (2.5V)和放大器?13_六的輸出電壓中的較低電壓相同的電壓。因此，流過晶體管P22的電流=(電壓Vrt/定時電阻1?_1^的電阻值)。此外，晶體管P22、P21構成電流鏡電路，因此，流過晶體管P21的電流與流過晶體管P22的電流相等或與之成比例。
[0076]下述的沒有抖動控制電路70的情況下的振蕩器34的基本動作如下所述。即，將流過晶體管P21的電流和恒流源1相加得到的電流由多個電流鏡電路返回，晶體管P25、P26、N24、N26生成與該相加電流相同的電流或與之成比例的電流。此處，由RS觸發器RSFF的電壓來切換晶體管P27、N25，對電容器C的充放電進行切換。
[0077]通過以上動作，在反饋端子FB的端子電壓較高的重負載時，多輸入放大器燈_八輸出固定值Vdd(2.5V)，進行控制使得Vrt = 2.5V，由此，振蕩頻率保持為固定。另一方面，若降低反饋端子FB的端子電壓使其下降到2.5V以下，則多輸入放大器RT_A的輸出與負載等級相應地進行線性變化，放大器?8_六的輸出也發生相同變化。若反饋端子FB的端子電壓下降到
2.5V以下，則對電容器C充放電的電流減小，其結果是振蕩頻率下降。這樣，在輕負載時，使多輸入放大器RT_A的輸出相對于負載如上述那樣變化，從而能實現根據負載來降低振蕩頻率。
[0078]振蕩器34進一步具有抖動控制電路70，其向由上述基本動作引起的電容器C的充放電所形成的三角振蕩波形施加波動。如圖4所示，該抖動控制電路70包括:分頻器兼計數器71;并聯連接的晶體管P31 — P37;與分頻器間計數器71的輸出QO — Q3及相當于分頻器兼計數器71的上位比特Q4 — Q6的Ad_Q0—Ad_Q2相連接的晶體管P41 — P47。抖動控制電路70進一步包括比較器CP11 — CP13、與該比較器CP11 — CP13的輸出相連接的晶體管P51 — P53。
[0079]晶體管P41— P47的漏極端子進行公共連接，向圖3的晶體管N23提供輸出電流b。流過晶體管N23的電流是將來自晶體管P23的電流與該輸出電流b相加得到的電流。其結果是，流過晶體管P26、N26的電流與將晶體管P23的電流和輸出電流b相加的電流相等或與之成比例。由此，利用輸出電流b來施加波動的振蕩頻率得到頻率擴散。另外，多數情況下，通過改變構成中途的電流鏡的晶體管尺寸，使得晶體管N26的電流〉晶體管P26的電流。
[0080]向分頻器兼計數器71的時鐘端子CLK輸入振蕩信號Dmax的反轉信號，在每次輸入有振蕩信號Dmax的反轉信號的脈沖時，分頻器兼計數器71向上計數，若達到最大值則回到O，繼續再次向上計數。
[0081]晶體管P31— P37的柵極與晶體管P23的柵極相連接，在與晶體管P23之間構成電流鏡電路。晶體管P31 — P37的尺寸不相同，使得晶體管P31的電流〈晶體管P32的電流〈…〈晶體管P36的電流〈晶體管P37的電流。晶體管P31 — P34與晶體管P41 — P44串聯連接。晶體管P35與晶體管P51、P45串聯連接，晶體管P36與晶體管P52、P46串聯連接，晶體管P37與晶體管P53、P47串聯連接。
[0082]比較器CP11— CP13的非反轉輸入與反饋電壓FB或對反饋電壓FB進行放大的放大器FB_A的輸出相連接(圖4示出應用了放大器FB_A的輸出的示例)，向反轉輸入輸入有基準電壓￥代0、￥代€2、￥代€3。基準電壓￥代€1、￥代€2、￥代€3分別對應于圖1中開關頻率從651^^轉變到降頻區域的FB電壓、從降頻區域轉變到25kHz的FB電壓以及降頻區域內的FB電壓。
[0083]此處，晶體管P31— P34對開關頻率固定于65kHz時的擴散寬度(± 7 % )進行規定。對于除此以外的擴散寬度(土 14%、± 17.5%、±21% )，由晶體管P35 — P37的組合來規定。比較器CPl I — CP13根據反饋電壓FB對晶體管P51 — P53進行導通和截止控制來切換其擴散寬度。
[0084]S卩，設放大器FB_A的輸出電壓為Vfb時，Vref l〈Vfb的情況下，所有比較器CPl I —CP13的輸出成為H電平，對晶體區P51 — P53進行截止控制。此處，通過使用分頻器兼計數器71的控制，能使輸出電流b成為相當于由晶體管P31 —P34規定的擴散寬度(±7% )的值。
[0085]Vref2〈Vfb〈Vrefl的情況下，比較器CPll的輸出成為L電平，比較器CP12、CP13的輸出成為H電平，僅對晶體管P51進行導通控制，對晶體管P52、P53進行截止控制。此處，通過使用分頻器兼計數器71的控制，能使輸出電流b成為相當于由晶體管P31 — P35規定的擴散寬度(±14%)的值。
[0086]￥^€3〈￥作〈￥^€2的情況下，比較器CPll、CP12的輸出成為L電平，比較器CP13的輸出成為H電平，對晶體管P51、P52進行導通控制，對晶體管P53進行截止控制。此處，通過使用分頻器兼計數器71的控制，能使輸出電流b成為相當于由晶體管P31 — P36規定的擴散寬度(±17.5%)的值。
[0087]Vfb〈Vref3的情況下，比較器CP11 —CP13的輸出成為L電平，對晶體管P51—P53進行導通控制。此處，通過使用分頻器兼計數器71的控制，能使輸出電流b成為相當于由晶體管P31 — P37規定的擴散寬度(±21%)的值。
〔實施方式2〕
圖5是表示實施方式2所涉及的開關電源裝置的控制IC上所設的振蕩器的大致結構的圖，圖6是表示圖5的振蕩器上所設的抖動控制電路的大致結構的圖。在圖5和圖6中，對于與圖3和圖4所示結構要素相同或等同的結構要素標注相同標號并省略詳細說明。
[0088]在實施方式I中，根據反饋電壓FB或對反饋電壓FB進行放大的放大器FB_A的輸出來變更對電容器C充電的電流，但實施方式2與實施方式I不同，根據反饋電壓FB或對反饋電壓FB進行放大的放大器FB_A的輸出來變更電容器C的電容。另外，圖6示出應用反饋電壓Fb的示例。
[0089]因此，振蕩器34a中，晶體管P22和P21、晶體管N21、N24和N26、以及晶體管P25、P26分別構成電流鏡電路。連接于晶體管P26、N26之間的晶體管P27、N25的公共連接點與具有電容可變功能的抖動控制電路70a的端子C相連接。
[0090]抖動控制電路70a包括連接至分頻器兼計數器71的輸出Q0 — Q3、Ad_Q-—Ad_Q2的晶體管P41 — P47、以及連接至比較器CP11 — CP13的輸出的晶體管P51 — P53。晶體管P41 —P44、P51 — P53的源極經由端子C連接至晶體管P27、N25的公共連接點。晶體管P41 一 P47的漏極分別連接至電容器Cl 一 C7的一端，電容器Cl 一 C7的另一端接地。另外，端子C連接有電容器CO。該電容器CO用于防止下述情況的發生:若分頻器兼計數器71的輸出均為H電平并且所有電容器Cl 一 C7離開端子C，則電容器Cl 一 C7不再進行充放電，從而振蕩停止。另外，若電容器Cl—C7的電容值也以Cl—C7來表示，則C1〈C2〈‘-〈C6〈C7。
[0091 ]抖動控制電路70a中，恒定負載狀態下開關頻率設定為最大振蕩頻率(65kHz)的固定頻率區域中，分頻器兼計數器71僅選擇性地對晶體管P41 — P44進行導通和截止控制。其結果是，僅選擇性地使用電容器CO、Cl 一 C4來控制其充放電。
[0092]與此不同，在設定于開關頻率隨著負載變動而改變的降頻區域和最小振蕩頻率(25kHz)的情況下，根據反饋電壓FB來切換電容器CO、Cl 一C7的組合。由此，對端子C與接地之間的電容進行可變設定，得到與反饋電壓FB相應的擴散寬度。
〔實施方式3〕
圖7是表示實施方式3所涉及的開關電源裝置的控制IC上所設的振蕩器的大致結構的圖，圖8是表示圖7的振蕩器上所設的抖動控制電路的大致結構的圖。在圖7和圖8中，對于與圖3和圖4所示結構要素相同或等同的結構要素標注相同標號并省略詳細說明。
[0093]該實施方式3的振蕩器34b包括如圖8所示的振蕩控制電路70b以代替對施加于晶體管N23的輸出電流b進行控制的實施方式I的抖動控制電路70。進一步地，該振蕩器34b包括安裝于晶體管P27、N25之間的放電控制用晶體管N27。另外，除抖動控制電路以外部分的各電流鏡電路的結構與實施方式2所涉及的圖5相同。
[0094]振蕩器34b基本上利用根據反饋電壓FB設定的電流、即設定于晶體管P26、N26的電流來對電容器C進行充放電。此時，利用抖動控制電路70b的輸出信號ο來對晶體管N27進行導通和截止控制，從而對電容器C的放電進行控制。尤其，抖動控制電路70b具有如下功能:對晶體管N27進行導通和截止控制，從而對電容器C的充電結束起到放電開始為止的時間進行可變設定。
[0095]g卩，如圖8所示，抖動控制電路70b在圖4所示的抖動控制電路70的結構的基礎上還包括輔助電容器Ca，由選擇性地通過晶體管P41 — P47的輸出電流來對該輔助電容器Ca進行充電。進一步地，抖動控制電路70b包括:對RS觸發器RSFF的輸出(時鐘信號CLK =振蕩信號Dmax的反轉信號)進行邏輯反轉的反相器73;以及對輔助電容器Ca進行放電控制的晶體管N31、以及比較器CP14。在輔助電容器Ca的充電電壓超過基準電壓Vref^t，比較器CP14使晶體管N27導通。
[0096]這樣構成的抖動控制電路70b與時鐘信號CLK同步地對輔助電容器Ca進行充放電控制。即，在對電容器C進行充電的過程中，時鐘信號CLk成為L電平的期間，晶體管N31導通從而輔助電容器Ca放電，若電容器C的充電結束并時鐘信號CLK成為H電平，則晶體管N31截止從而開始對輔助電容器Ca充電。
[0097]在輔助電容器Ca的充電電壓達到基準電壓Vref4時，比較器CP14使晶體管N27進行導通動作，從而允許電容器C放電。換言之，在輔助電容器Ca的充電電壓未達到基準電壓Vref 4的期間，比較器CP14保持晶體管N27的截止狀態，禁止電容器C放電。
[0098]因而，電容器C接收來自晶體管P26的電流而被充電，在其充電電壓達到基準電壓后，經過晶體管N27保持為截止狀態的期間之后，利用由晶體管N26引出的電流來進行放電。其結果是，利用抖動控制電路70b對其充放電的停止期間進行可變設定。通過對該停止期間進行可變設定，從而對M0SFET17進行導通和截止驅動的脈沖信號的周期受到可變設定，由此，對開關頻率進彳丁控制。
[0099]此外，將開關頻率設定為最大振蕩頻率(65kHz)的情況下，在較小的范圍內選擇性地設定對輔助電容器Ca進行充電的電流。因而，輔助電容器Ca的充電需要較長時間，停止期間設定為較長。于是，開關頻率的開關振幅受到來自晶體管P31 — P34的電流的控制，被設定得較小。
[0100]不同于此，在設定于開關頻率隨著負載變動而改變的降頻區域和最小振蕩頻率(25kHz)的情況下，將對輔助電容器Ca進行充電的電流在較大范圍為止選擇性地擴大。因而，在該情況下，輔助電容器Ca的最小充電時間縮短，其結果是，最小停止期間設定為較短。于是，電容器C的最小充放電周期與停止期間縮短相應地縮短，對M0SFET17進行導通和截止控制的脈沖信號的最小周期縮短。于是，開關頻率的擴散寬度受到來自晶體管P31 — P37的電流的控制，設定得較小。因而，降頻區域和最小振蕩頻率的固定頻率區域中，抖動頻率相對于開關頻率的擴散寬度依次擴大。
〔其它實施方式〕
圖9是表示本發明的另一抖動控制的概念的圖。
[0101]上述圖1所示的抖動控制中，以3個階段來切換開關頻率的擴散寬度，與此不同，圖9所示抖動控制中，以2個階段來切換開關頻率的擴散寬度。
[0102]根據該抖動控制，在開關頻率為最大振蕩頻率(65kHz)的固定頻率區域中，將開關頻率的擴散寬度設定為±7%。在降頻區域中，開關頻率的擴散寬度設定為± 14%，在最小振蕩頻率(25kHz)固定頻率區域中，開關頻率的擴散寬度設定為±21 %。
[0103]為了將開關頻率的擴散寬度設定為如上那樣的值，在實施方式I至實施方式3的抖動控制電路70、70a、70b中，只要將反饋電壓FB僅與基準電壓Vrefl、Vref4比較即可。即，從實施方式I及實施方式3的抖動控制電路70、70b中刪除比較器C12及其基準電壓Vref2、與比較器CP12的動作相關的晶體管P36、P46、P52并將晶體管P47的柵極連接至Ad_Ql即可。此外，從實施方式2的抖動控制電路70a刪除比較器CP12及其基準電壓Vref2、與該比較器CP12的動作相關的晶體管P46、P52和電容器C6，并使電容器C6的電容值與電容器C7相同，進一步將晶體管P47的柵極連接至Ad_Ql即可。
[0104]另外，在上述實施方式中，以商用交流電源作為輸入的反掃式開關電源裝置為例進行了說明，但本發明不限于該方式的開關電源裝置，輸入也可以是電池等直流電源，當然也可以應用于使用單獨的電感而非使用變壓器的開關電源。
標號說明
[0105]I交流電源
2共模扼流圈 3 X電容器 4二極管電橋 5電容器 6 二極管 7限流電阻 8控制IC 9熱敏電阻 10電容器 11電阻 12感測電阻 13電容器
14二極管 15輔助繞組
16一次繞組
17MOSFET
18二次繞組
19二極管 20電容器
21光電親合器 22分路調節器 23，24電阻 25負載 31啟動電路 32低壓誤動作防止電路 33內部電源電路 34，34a，34b 振蕩器 35斜率補償電路 36 FB比較器 37單觸發電路 38 RS觸發器 39或門 40與門 41或門 42驅動電路 43電平移位電路
44CS比較器
45OCP比較器46或門47電流源48 LAT比較器49鎖存電路50延遲時間控制電路51或門61緩沖放大器62放大器63磁滯比較器64反相器
70,70a,70b抖動控制電路71分頻器兼計數器73反相器100開關電源裝置C0，C，C1-C7 電容器CP1，CP2，CP11-CP14 比較器Ca輔助電容器FB—A放大器1恒流源
N1-N5 ,N21-N27，N31，P1_P5 ,P11-P18 ,P21-P27 ,P31-P37 ,P41-P47 ,P51-P53 晶體管
R_RT定時電阻
R0，R1，R2，R3，R11，R12 電阻
RSFF RS觸發器
RT_A多輸入放大器
T變壓器
V1,V2,V3,V4基準電源
Vref ,VrefH,VrefL1Vref I ,Vref2 ,Vref3 基準電壓
【主權項】
1.一種開關電源裝置的控制電路， 該開關電源裝置的控制電路在進行控制以通過對連接至輸入電壓的開關元件進行開關來生成規定的直流電壓并輸出至負載時，進行控制使得隨著所述負載從重負載轉變為輕負載而將開關頻率降低，該開關電源裝置的控制電路的特征在于，包括: 振蕩單元，該振蕩單元通過對與所述負載的大小相應的規定電流進行切換以對電容器充電或使所述電容器放電，從而決定與所述負載的大小相應的所述開關頻率;以及 抖動控制單元，該抖動控制單元設于所述振蕩單元并使所述開關頻率進行頻率擴散， 隨著所述負載從重負載轉變成輕負載，所述抖動控制單元進行控制以擴大開關頻率的擴散寬度。2.如權利要求1所述的開關電源裝置的控制電路，其特征在于， 隨著所述負載從重負載轉變為輕負載，所述抖動控制單元增大對所述電容器充電的所述電流的變化范圍，從而擴大開關頻率的擴散寬度。3.如權利要求1所述的開關電源裝置的控制電路，其特征在于， 隨著所述負載從重負載轉變為輕負載，所述抖動控制單元增大所述電容器的電容的變化范圍，從而擴大開關頻率的擴散寬度。4.如權利要求1所述的開關電源裝置的控制電路，其特征在于， 所述抖動控制單元進行可變設定，以隨著所述負載從重負載轉變為輕負載，增大所述電容器的充電結束時起到放電開始為止的時間的變化范圍。5.如權利要求2至4中任一項所述的開關電源裝置的控制電路，其特征在于， 所述抖動控制單元利用多個比較器來階段性地檢測出所述負載從重負載轉變為輕負載的情況，所述多個比較器將各不同值的基準電壓與表示所述負載的大小的反饋電壓進行比較。6.—種開關電源裝置， 包括控制電路，該控制電路在進行控制以通過對連接至輸入電壓的開關元件進行開關來生成規定的直流電壓并輸出至負載時，進行控制以使得隨著所述負載從重負載轉變為輕負載而將開關頻率降低，該開關電源裝置的特征在于， 所述控制電路包括: 振蕩單元，該振蕩單元通過對與所述負載的大小相應的規定電流進行切換以對電容器充電或使所述電容器放電，從而決定與所述負載的大小相應的所述開關頻率;以及 抖動控制單元，該抖動控制單元設于所述振蕩單元并使所述開關頻率進行頻率擴散， 隨著所述負載從重負載轉變成輕負載，所述抖動控制單元進行控制以擴大開關頻率的擴散寬度。
【文檔編號】H02M3/335GK105978317SQ201610081853
【公開日】2016年9月28日
【申請日】2016年2月5日
【發明人】西島健, 西島健一
【申請人】富士電機株式會社