Pfc電流整形的制作方法

Pfc電流整形的制作方法
【專利摘要】本發明涉及PFC電流整形。根據本發明的PFC電路（10）連接到電網（1），包括輸入濾波器（2）和連接到變換器（4）的整流器（3）。控制電路（5）生成用于變換器（4）的電流調節器的控制其輸入電流的參考電流。由此，參考電流通過將補償電流（I0）添加到標準參考電流并且適配標準參考電流的量值以補償由補償電流（I0）的添加所造成的輸入功率的改變而生成。然而，由于補償電流（I0）的添加，電源單元的輸入電流的一些較低諧波分量的量值增大并且輸入電流的一些較高諧波分量的量值減小，使得電源可以從電網汲取更多的電流。
【專利說明】
PFC電流整形
技術領域
[0001] 本發明涉及用于生成用于電源單元的PFC電路的電流調節器的參考信號的方法。 本發明還涉及包括這樣的電流調節器的PFC電路和包括這樣的PFC電路的電源單元。進而， 本發明涉及用于生成用于電源單元的PFC電路的電流調節器的參考信號的對應的控制電 路。
【背景技術】
[0002] 電裝置通常連接到電力網以被饋給有電功率來操作它們。通常，這樣的裝置包括 電源單元以將由電網輸送的電功率變換成可以被裝置本身使用或者可以進而提供給連接 到裝置的另一設備的特定形式的電功率。
[0003] 為了限制到電網中的非期望的反饋，這樣的裝置通常必須滿足關于從電網汲取的 電流的一些要求。這些要求例如包括對由裝置所汲取的電流的諧波內容的限制，諸如例如 在標準IEC61000-3-2中限定的。由諸如例如開關-模式電源之類的電源所汲取的電流通常 包括一系列諧波分量，其中這些諧波分量的量值依賴于電源的內部設計，特別依賴于功率 電路的設計。所述標準例如限定用于每一個諧波分量的量值的最大值，使得這些量值變得 越小，諧波的數目變得越大。
[0004] 通常（開關模式）電源包括前端和后端功率級，特別是具有多于50W(瓦特）的輸入 功率的電源。前端通常是使電源的輸入電流的諧波內容最小化并生成或多或少恒定的輸出 電壓的PFC(功率因素校正)級，并且后端通常是根據一般恒定的輸入電壓操作的DC/DC變換 器。PFC級包括傳動系和控制邏輯二者。傳動系例如是直接位于PFC級的橋式整流器之后的 升壓變換器。控制邏輯以使得輸入電流緊跟隨輸入電壓的方式適配輸入電流。這意味著PFC 的輸入阻抗本質上是電阻器。其電阻由此是電網電壓和電源的輸出功率的函數。
[0005] 以上拓撲針對單相輸入完美地起作用，其中單個相位被提供在線導體和中性導體 之間。但是對于三相輸入，例如具有三個線但不具有中性導體的電網，其可能創建以更高的 功率等級的太高的諧波。依賴于特定應用和配置，例如依賴于整流器的下游的電容，該拓撲 可能由于減小的電流傳導角而對例如高至500W或甚至高至1500W的功率等級起作用。為了 克服該問題，可以在三相橋式整流器的下游提供所謂的無源PFC扼流圈（choke)，或者可以 提供每相位線包括一個PFC扼流圈的有源PFC電路。
[0006] 然而，無源PFC扼流圈解決方案具有關于功率損耗和尺寸的限制，而另一解決方案 僅適于更高的功率等級，即，適于高至約2kW的功率等級。
[0007] 現有技術解決方案的另一缺點在于，它們不有效地衰減諧振電路，其通過電網阻 抗結合于通常提供在電源輸入濾波器的中性導體和相位線之間的EMI電容器而形成。這些 EMI電容器也被稱為X-電容器。電源的輸出處的負載變化導致激勵這樣的諧振電路的輸入 電流變化，其可能導致非期望的高輸入電壓，其可能甚至導致電源的故障或毀壞。

【發明內容】

[0008] 因此，本發明的目的是提供一種涉及初始提及的技術領域的方法和控制電路，其 使得來自電網的電源汲取電流能夠具有減小的諧波內容并且適于廣功率范圍。
[0009] 本發明的解決方案由權利要求1的特征規定。根據本發明，用于電流調節器的參考 信號Irrf被生成為使得電源單元的輸入電流的較低諧波分量的量值增大并且輸入電流的較 高諧波分量的量值減小。因此，至少一個較低諧波分量的量值增大并且至少一個較高諧波 分量的量值減小。優選地，多于一個較低諧波分量的量值增大并且多于一個較高諧波分量 的量值減小。或者換言之，功率從較高的諧波移到較低的諧波。
[0010] 通過增大較低諧波的諧波內容并減小較高諧波的內容，對應適配的電源不僅滿足 關于電網失真的要求而且使得能夠從電網汲取更高的輸入功率。這可以在不超出例如如在 以上提及的IEC標準中限定的針對諧波內容的限制的情況下完成。
[0011] 在本發明的優選實施例中，參考信號被生成為使得低于輸入電流的第十一諧波的 諧波分量的量值增大并且高于輸入電流的第十三諧波的諧波分量的量值減小。在該情況 下，第十一和第十三諧波的量值保持或多或少恒定。
[0012] 然而，例如依賴于這樣的電流調節器的應用，從較高諧波劃分較低的諧波數目可 以為5與20之間的任何數目。
[0013] 參考信號的生成通常基于電源單元的輸入電壓。并且由于多數商業電力網確實提 供具有一般正弦波形的AC電壓，單個或多個相位，所以參考信號I rrf在根據本發明的方法的 優選實施例中生成為具有電源單元連接到其的AC電網的角頻率切的正弦信號 丨:，卜如印>].。一般，值1〇可以為正或負的值并且其可以以不同方式確定。例如，其可 以獨立于電源單元的操作參數和拓撲而被選擇成具有-1和1之間的恒定值。然而，值Ιο優選 地依賴于電流傳導角fo而生成，這示出為提供最佳結果。
[0014] 在本發明的進一步優選實施例中，1〇被生成為負值
其意味著Ιο是輸入電流的量值I的分數。盡管正值Ιο例如可以結合于升壓變換器來使 用，但是負值1〇在使用降壓變換器的應用中是有利的。
[0015] 如可以看到的，1〇僅依賴于量值I和電流傳導角爭〇。
[0016] 還將有可能以不同方式確定1〇,諸如例如通過利用0和1之間的任何因數來縮放量 值?或者通過減去固定量的變量。還將有可能將1〇確定為電流傳導角f〇的倍數或分數，或者 通過將特定值添加到電流傳導角軌)。然而，這些解決方案將減小可以從電網汲取的功率，這 是因為較少的功率可以從較高的諧波移到較低的諧波。
[0017] 因此，Ιο優選地依賴于電流傳導角的正弦而生成。因此，電流傳導角爭〇的絕對值 越低，1〇的值變得越小，并且電流傳導角#0越接近于V2，1〇變得越高。進而，要注意的是，電 流傳導角軌)越接近于V2,峰值電流變得越高，并且因此電路的效率變得越低。
[0018] 參考信號Irrf因此根據以下公式來生成：
除了量值?之外，參考信號Irrf的正弦部分1>斑_)由此對應于如在相當的現有技術 PFC變換器中生成并在現有技術中被用于調節PFC變換器的輸入電流的參考信號。然后通過 將恒定負值Ιο添加到參考信號，可以顯著減小可以被視為電阻器的PFC電路的阻抗。在三相 電源的情況下，這導致可以從電網汲取更高的輸入功率的電源在相位線和中性線之間具有 約230V(伏特）的電壓的常見電力網中依賴于特定控制機制而高至約2kW，這是通過在橋式 整流器之后僅使用單個PFC級。這還節約組件計數并且隨后減少空間要求和成本。
[0019] 在現有技術中，PFC電路的電阻是電網電壓和電源的輸出功率的函數。與本發明相 比較，這樣的現有技術PFC電路的電阻被稱為靜態電阻。與之相反，應用本發明導致一種進 一步依賴于電流傳導角的PFC電路的動態電阻。對于負值1〇,該動態電阻低于相當的現有 技術PFC電路的靜態電阻。
[0020] 本發明的進一步的優點在于，動態電阻更高效地衰減諧振電路，其通過電網的電 抗元件和電源的EMI電容器而形成。
[0021] 在負值1〇的情況下，參考電流變低，因此，從電網汲取的功率與常規或標準PFC電 路相比將減小，如果參考信號的量值I將利用與標準PFC電路中的相同值來生成的話。為了 得到相同的電源單元的輸出功率，必須增大參考信號Iw的量值I。在其中參考電流通過添 加為正值1〇而增大的另一示例中，必須減小參考信號Irrf的量值?以從電網汲取大約相同的 功率。
[0022]在本發明的優選實施例中，并且為了使用具有標準量值Is的標準參考信號 .Is% 夂:__0 (即，其中I Q=〇 )來得到相同的電源單元的輸出功率，參考信號的量值?通過 依賴于由于將值Ιο添加到參考信號Irrf所造成的電源單元的輸出功率的改變來修改標準量 值L(特別地，以補償輸出功率的所述改變)而生成。
[0023]量值I可以例如通過試驗和誤差來設定。然而，量值I的值優選地通過可以利用標 準PFC電路和根據本發明的相當的PFC電路從電網汲取的功率的比較來確定。術語"相當的" 關于這一點意味著本發明的PFC電路與標準PFC電路的不同之處僅在于通過添加值Ιο并因 此適配參考信號的量值I來生成參考信號。
[0024] 在標準PFC電路中，以下適用： ·.
·>?>. f 其中?和Is是電網電壓和電流的量值，乳dPf s2是功率傳遞角，其通常為fsl=0且f s2=JT， 并且其中:1?是從電網汲取的功率。通過求解該積分，該功率可以重寫為：
[0025] -般而言，功率傳遞角是在其之間發生電流流動的那些角。因此，第一角此處為f sl是其中電流流動開始的角，并且第二角此處為fs2是其中電流流動結束的角。
[0026] 對于根據本發明的相當的PFC電路，其中罐〇是電流傳導角，其被選擇為使得該電流 傳導角處的電流K%)等于〇,并且其中叭和恥限定功率傳遞角，值1〇被確定為
并且從電網汲取的功率可以計算為
該公式給出用于降壓PFC的功率，其中對于功率傳遞角％和臀2，應用再 次，該功率可以重寫為
[0027]為了確定根據本發明的PFC電路的量值I，我們可以使用于標準PFC電路和改進PFC 電路的兩個功率公式相等，如下
[0028] 因此，在本發明的優選實施例中并且為了使用其中參考信號細)具有標 準量值? s并且其中值I 〇=0的標準P F C電路得到相同的電源單元的輸出功率，參考信號的量 值I通過將標準量值Is乘以根據以上公式而確定的因數frrf來生成。
[0029] 在本發明的進一步優選實施例中，參考信號基于電源單元的輸入電壓通過 a) 在PFC電路的橋式整流器之前 b) 在PFC電路的橋式整流器之后，或者 c )直接在電源單元的輸入處 對電壓進行分接(tap)來生成。
[0030] 因為輸入電壓通常是正弦的，所以參考信號也被假定為正弦的，這是因為其從輸 入電壓導出。因此，參考信號也可以在任何其他點處分接，只要其表示輸入電壓。
[0031] 當根據本發明生成參考信號時，電流傳導角fo優選地被選擇為在0和V2之間，由 此，維持良好的功率因數和低諧波內容。在本發明的進一步優選實施例中，電流傳導角爭〇被 選擇為在Ji/5和2V5之間。然而，更高或更低的電流傳導角f o確實也起作用，盡管不如利用 優選值那么良好。進而，要注意到，不存在用于電流傳導角#〇的最優值，但是必須針對每一 個應用找到最適合的值。當選擇電流傳導角fo時，要權衡由電網阻抗和電源單元的某些電 容造成的諧振的衰減和系統效率的相反效果。
[0032] 由于減小的電流傳導角fo,峰值輸入電流變高，但是參考信號保持為正弦。
[0033]進而，動態輸入電阻通常比相當的現有技術PFC的靜態電阻低約六至八倍。然而， 確切的比率依賴于電流傳導角。
[0034]在另一優選實施例中，參考信號遍及整個時段不根據以上提及的公式來確定。如 果其將變為負的，則其被設定為零。零交叉然后限定電流傳導角f〇。以此方式，可以避免將 導致系統效率的降低的負的參考信號。
[0035] 在本發明的甚至更優選實施例中，電流傳導角紙)被選擇為使得輸入電流在零處開 始。這有助于避免將導致非期望諧波分量的電流躍變(jump)。
[0036] 如以上已經提及的，開關-模式電源通常包括輸入濾波器，其中EMI電容器跨線（例 如，在相位線和中性線之間)連接或者其他電容器存在于整流器的下游。與電網的串聯電感 (inductivity)(其可以例如由變壓器引入)一起，這些EMI電容器形成諧振電路。這樣的諧 振電路可能響應于電源的輸入處的負載變化而導致非期望的高輸入電壓。
[0037] 在本發明的另一優選實施例中，以上被稱為其動態電阻的PFC電路的結果所得的 電阻被用于有效地衰減由電網阻抗結合于EMI電容器或布置在PFC電路的橋式整流器的下 游的電容器造成的這些諧振電路。以此方式，電網可以通常被衰減約七倍，好于利用現有技 術PFC電路的等價靜態電阻。依賴于電源單元的輸入電壓在何處被分接以生成參考信號， PFC電路的動態電阻可以被用于衰減不同的諧振電路。如果例如輸入電壓在整流器的下游 被分接，則PFC電路的動態電阻衰減在整流器的下游包括電容的諧振電路。
[0038] 盡管這樣的電網衰減不在每一個拓撲中要求，但是如果電網阻抗包括諸如例如由 變壓器引入的高串聯電感，則其變得可取或甚至必需。
[0039] 本發明進而具有如下優點：可以實現平滑的電流形狀，由此減小電網內的rms-電 流(均方根-電流）。
[0040] 關于控制電路的本發明的解決方案由權利要求11的特征規定。根據本發明，控制 電路包括將參考信號生成為使得電源單元的輸入電流的較低諧波分量的量值增大并且輸 入電流的較高諧波分量的量值減小的器件。
[0041] 本發明最適于開關-模式電源，使得控制電路優選地被適配成生成用于開關-模式 電源單元的PFC電路的電流調節器的參考信號。
[0042] 在優選實施例中，控制電路被適配成生成如上述的參考信號Iref，即，作為具有電 源單元連接到其的AC電網的角頻率的正弦信號。
[0043] 并且在另一優選實施例中，控制電路被適配成依賴于電流傳導角fo的正弦而生成 值1〇,特別地作為負值I〇=-i*sin(f Q)，也如以上描述的。
[0044] 其他有利的實施例和特征的組合根據以下【具體實施方式】和權利要求的整體而顯 出。
【附圖說明】
[0045] 用于解釋實施例的附圖示出： 圖1示出根據本發明的PFC電路的示意描繪， 圖2示出根據本發明的PFC電路的更詳細的示意描繪， 圖3示出針對標準控制電路和具有兩個不同的電流傳導角的根據本發明的控制電路的 連接到兩相電網的降壓PFC的輸入電流的示意描繪， 圖4示出針對標準控制電路和具有兩個不同的電流傳導角的根據本發明的控制電路的 連接到三相電網的降壓PFC的輸入電流的示意描繪， 圖5示出標準PFC電路的一些仿真波形， 圖6示出圖5的標準PFC電路的輸入電流的頻譜的一部分的示意描繪， 圖7示出具有電流傳導角V4的根據本發明的PFC電路的一些仿真波形， 圖8示出圖7的標準PFC電路的輸入電流的頻譜的一部分的示意描繪， 圖9示出具有電流傳導角V3的根據本發明的PFC電路的一些仿真波形， 圖10示出圖9的標準PFC電路的輸入電流的頻譜的一部分的示意描繪， 圖11示出標準PFC電路的示意描繪， 圖12示出根據本發明的PFC電路的示意描繪， 圖13示出針對標準控制電路和具有兩個不同的電流傳導角的根據本發明的控制電路 的連接到兩相電網的降壓PFC的輸入電阻的示意描繪， 圖14示出針對標準控制電路和具有兩個不同的電流傳導角的根據本發明的控制電路 的連接到三相電網的降壓PFC的輸入電阻的示意描繪， 圖15示出另一標準PFC電路的一些仿真波形， 圖16示出對應于圖15的標準PFC電路但具有電流傳導角Ji/4的根據本發明的PFC電路的 一些仿真波形，以及 圖17示出對應于圖15的標準PFC電路但具有電流傳導角jt/3的根據本發明的PFC電路的 一些仿真波形。
[0046]在附圖中，相同組件被給出相同的附圖標記。
【具體實施方式】
[0047]圖1示出根據本發明的PFC電路10的示意描繪。第一塊表示PFC電路10連接到其的 電力網1。第二塊表示輸入濾波器2，第三塊表示橋式整流器3，第四塊表示變換器4并且第五 塊表示生成用于變換器4的輸入電流的參考信號的控制電路5。
[0048]圖2示出圖1中示出的PFC電路10的更詳細的示意描繪。電力網1具有三個相位線、 中性連接器N，其是可選的并且是保護地線PE。相位線具有線至中性電壓V1、V2、V3并且阻抗 LI、L2和L3以及電阻器R1、R2、R3表示電網阻抗。
[0049] 來自電網1的輸入被饋給到輸入濾波器2。輸入濾波器2包括連接在每一個相位線 和保護地線PE之間的三個X-電容器C1、C2、C3。進而，Y-電容器C5存在于保護地線PE內。電感 L4、L5、L6表示共同模式扼流圈的漏電感，并且電阻R9、R10、Rl 1表示共同模式扼流圈的串聯 電阻。
[0050] 橋式整流器3包括以全橋配置布置的六個二極管01、02、03、04、05、06。電容器04跨 橋式整流器3的輸出連接以用于在變換器4的切換頻率處使電流短路。整流器輸出即整流后 的電壓Vre。跨電容器C4提供。變換器4可以包括任何類型的變換器，諸如例如線性或開關-模 式變換器。示例是降壓變換器、升壓變換器、逆變器、反激式變換器、LLC諧振變換器或具有 或不具有變壓器的其他變換器。一般而言，變換器4可以包括任何類型的電子控制的負載。 因此，諸如例如PWM信號或參考信號之類的至少一個控制信號必須被提供給這樣的電子控 制的負載。控制信號因此控制從變換器4的輸入到輸出的功率傳遞，或反之亦然。
[0051] 在圖2中所示的示例中，變換器4包括在其輸入處接收整流后的電壓Vrec并且在其 輸出處提供輸出電壓Vout的開關-模式變換器4.1。開關-模式變換器4.1的切換由接收參考 電流Iref的電流控制器控制為其針對變換器4的輸入電流的目標值。該參考信號由根據如下 公式生成該參考電流Irrf的控制電路5所提供 如以上提及的。
[0052]為了根據該公式生成參考信號Iref，控制電路5例如包括諸如微處理器(優選地是 數字信號處理器DSP)的數字控制器。然而，參考信號的生成也可以通過模擬器件來完成，所 述模擬器件然而將導致顯著增加的復雜性和隨后的控制電路的成本。
[0053]圖3示出0(0°)和<180°)之間的區間中的用于連接到兩相電網的降壓PFC變換器 的輸入電流形狀的比較。線11示出當降壓PFC由標準控制電路控制時的電流形狀。因為降壓 PFC表現得像歐姆電阻器，所以電流在0°處從零開始，是正弦的并且在180°處以零結束。線 12示出用于由具有電流傳導角31/4的根據本發明的控制電路所控制的降壓PFC的電流形狀。 因此，正弦電流在45°處開始并在135°處結束。線13示出用于由具有電流傳導角V3的根據 本發明的控制電路所控制的降壓PFC的電流形狀。因此，正弦電流在60°處開始并在120°處 結束。
[0054]在其中兩個相位之間的電壓是400Vrms并且其中輸入功率為1500W的兩相操作的 情況下，線11中示出的電流具有稍微在12A(安培）以上的峰值。圖3中的圖表的垂直刻度因 此是兩A每分區。
[0055]圖4示出用于連接到三相電網的降壓PFC的輸入電流形狀的比較。線14示出當降壓 PFC由標準控制電路控制時的電流形狀。線15示出用于由具有電流傳導角31/4的根據本發明 的控制電路所控制的降壓PFC的電流形狀，并且線16示出用于由具有電流傳導角31/3的根據 本發明的控制電路所控制的降壓PFC的電流形狀。
[0056]如可以看到的，在三相操作中，所有這些電流在60°處開始并在120°處結束，而不 管它們的瞬時高度如何。盡管0°和180°之間是每一個具有寬度60°的三個分段，但是相同的 電流波形將重復三次，即每60°。然而，在圖2中示出了三個分段中的僅中間分段。
[0057]再次，圖4中的圖表的垂直刻度是兩A每分區。
[0058]圖5示出作為標準控制電路情況下（即，其中值Ιο為0A)的PFC電路的仿真的結果的 功率和電流波形。電網包括其中相間電壓為400Vrms且頻率為50Hz的三個相位線，是對稱的 并且不包括中性線。仿真的輸入功率是約1500W。在該示例中，標準PFC電路可以被視為具有 約195歐的電阻的純電阻負載。
[0059] 為了簡單性，僅示出了單個相位線電流的電流波形21和功率波形20。其他兩個相 位線的功率和電流波形除分別偏移V3和2V3之外是相同的。由于圖5的水平刻度是5ms(毫 秒)每分區，所以其他兩個相位線波形的功率和電流波形將偏移3 l/3ms。具有功率波形20 的圖5的上部分的垂直刻度是0.2kW每分區并且具有電流波形21的圖5的下部分的垂直刻度 是1A每分區。如可以看到的，電流波形21以及功率波形20表現出若干躍變。進而，在圖5的下 部分中，示出了累積的電流波形22即所有三個相位線的單個電流波形之和。其峰值是約 2 · 9A〇
[0060] 圖6示出了標準控制電路情況下的PFC電路的結果所得的輸入電流的離散頻譜23 的一部分。在水平刻度上示出諧波的數目并且在垂直刻度上以mA示出諧波內容。線24示出 根據以上提及的用于類A設備的IEC標準61000-3-2的針對每一個諧波的限制。
[0061]如可以看到的，第十三諧波及以下的內容未達到相應的可能最大值，因此，自數17 起的諧波確實或幾乎確實達到其可能最大值。
[0062]圖7示出其中電流傳導角被選擇為jt/4的包括本發明的相當的PFC電路的相同仿真 波形。用于值1〇的結果所得的值是約-7.9A并且PFC電路的電阻是約51歐。
[0063]再次，在圖7的上部分中示出僅單個功率波形20并且在圖7的下部分中示出單個相 位線的電流波形21。其他兩個相位線的功率和電流波形除分別偏移V3和2V3之外是相同 的。具有功率波形20的圖7的上部分的垂直刻度是0.4kW每分區并且具有電流波形21的圖7 的下部分的垂直刻度是1A每分區。與圖5中示出的標準PFC電路的電流和功率波形相比較， 電流波形21和功率波形20二者中的躍變均減少。
[0064]進而，在圖7的下部分中示出累積的電流波形22。其峰值是約3.3A。
[0065]圖8再次示出圖7的PFC電路的輸入電流的離散頻譜23的一部分。在該情況下，第五 諧波的內容增大并且第十一諧波的內容保持不變。其他諧波的內容減小。
[0066]圖9再次示出其中電流傳導角被選擇為31/3的包括本發明的相當的PFC電路的相同 仿真波形。用于值1〇的結果所得的值是約-26.6A并且PFC電路的電阻是約18歐。
[0067]再次，在圖9的上部分中示出僅單個功率波形20并且在圖9的下部分中示出單個相 位線的電流波形21。其他兩個相位線的功率和電流波形除分別偏移V3和2V3之外是相同 的。具有功率波形20的圖9的上部分的垂直刻度是0.4kW每分區并且具有電流波形21的圖9 的下部分的垂直刻度是1A每分區。如可以看到的，兩個波形中的躍變均幾乎消失并且結果 相當平滑，幾乎為正弦半波。
[0068]進而，圖9的下部分中的累積的電流波形22具有約4.1A的峰值。
[0069]圖10再次示出圖9的PFC電路的輸入電流的離散頻譜23的一部分。在該情況下，與 針對圖5的標準PFC電路的頻譜相比較，第五諧波進一步增大并且第七諧波也增大。同樣在 該情況下，第十一諧波保持不變。但是與標準PFC電路的頻譜相比較，所有其他諧波減小。 [0070]發現了以下內容： ?電流整形主要是電流傳導角的函數 ?第十一和第十三諧波基本不受該電流整形影響；它們在相同的功率等級和輸入電 壓處保持或多或少恒定;因此，它們限定高至可以利用該技術的最大功率等級 ?電流傳導角被選擇得越高(在V2和Ji/4之間），較高階諧波變得越高 ?在電流傳導角V4處 -第十七諧波是最關鍵的一個 -第五和第七諧波離它們的限制非常遠 ?電流傳導角越低(在V4和V3之間），較低階諧波變得越高并且較高階諧波變得越 低。 ?在電流傳導角V3處 -第五諧波是最關鍵的一個 -第十七和第十九諧波離它們的限制非常遠 ?針對該示例的最優電流傳導角看起來處于:π/4和π/3之間的某處，可能在7/12JT附 近;在該情況下，第五諧波和第十七諧波二者很接近它們的限制并且最大輸入功率可能在 2000W 和 2500W之間。
[0071 ]圖11示出標準PFC電路31的示意的、相當簡化的描繪。通常任何功率線可以由電壓 源32和阻抗表示。在我們的情況下，假定線阻抗主要由電感L(例如，由變壓器引起的）和并 聯電容C形成。電網阻抗的串聯電阻被忽視。任何標準PFC電路然后可以由恒定歐姆電阻33 代替。這意味著電流即刻地跟隨由電壓源32所施加的電壓。
[0072]圖12示出根據本發明的PFC電路35的對應的示意且簡化描繪。功率線再次由電壓 源32、線阻抗電感L和并聯電容C表示。PFC電路35然后可以由動態電阻35代替。在該情況下， 電流不即刻地跟隨由電壓源32所施加的電壓。結果所得的電流遵循以上示出的公式，其中 差異僅是以上稱為1〇的適當的補償電流(offset current)。
[0073]圖13示出用于不同配置的連接到兩相電網的降壓PFC的輸入電阻的示意描繪。水 平刻度以安培示出具有2A每分區的刻度的輸入電流，并且垂直刻度以伏特示出具有500V每 分區的刻度的輸入電壓。
[0074] 線41示出針對標準控制電路的輸入電阻，線42示出針對具有電流傳導角π/4的根 據本發明的控制電路的輸入電阻，并且線43示出針對具有電流傳導角V3的根據本發明的 控制電路的輸入電阻。
[0075]如所示出的，標準PFC電路的輸入電阻的線41表現得像歐姆電阻器并且穿過原點。 然而，線42和43不穿過原點但分別被補償為使得電流流動僅在約450V和500V的輸入電壓等 級處開始。進而，可以看到，電阻值在根據本發明的PFC電路中顯著減小。
[0076]圖14示出降壓PFC但是此處其連接到三相電網的輸入電阻的對應描繪。水平和垂 直刻度與圖13中相同。
[0077] 線46示出針對標準控制電路的輸入電阻，線47示出針對具有電流傳導角π/4的根 據本發明的控制電路的輸入電阻，并且線48示出針對具有電流傳導角V3的根據本發明的 控制電路的輸入電阻。
[0078]再次，標準PFC電路的輸入電阻的線46表現得像歐姆電阻器并且穿過原點，并且線 47和48分別大約以約450V和500V的電壓等級進行補償。同樣在該三相配置中，電阻值在根 據本發明的PFC電路中顯著減小。
[0079]可以說PFC電路的輸入電阻越低，圖11和12中示出的LC電路的衰減越大。
[0080]圖15至17示出以不同配置的該衰減的效果。在用于仿真的基本配置中，電網包括 其中相間電壓為400Vrms且頻率為50Hz的三個相位線，是對稱的并且不包括中性線。仿真的 輸入功率是約1500WJFC電路對應于圖2中示出的PFC電路10的左部分，其中每線（L1、L2、 L2)的電網電感是2.5mH(毫亨），X-電容器(C1、CV2、C3)具有680nF(納法）的值，并且電容器 C4具有4yF(微法）的值。水平刻度以ms示出時間并且垂直刻度以A示出電流。
[0081 ] 圖15示出針對標準PFC電路（即，其中值10是0A)的線電流51。再次，標準PFC電路可 以被視為具有約195歐的電阻的純電阻負載。在該配置中，存在兩個諧振電路。它們之一包 括兩倍線電感L和兩個X-電容器的串聯連接，從而導致其中頻率為3.85kHz(千赫茲）的260μ s(微秒）的時段。另一個包括兩倍線電感L和橋式整流器之后的電容器C4,從而導致其中頻 率為1.12kHz的890ys的時段。在標準PFC電路的情況下，這些諧振電路都不衰減。
[0082] 進而，累積的輸入電流即所有三個相位線的單個電流波形之和被示出為線52。
[0083] 圖16示出針對具有電流傳導角3T/4的根據本發明的PFC電路的線電流54,其中值Ιο 是約-7.9Α并且PFC電路的電阻是約51歐。
[0084] 如可以看到的，第一諧振電路的阻尼振蕩(ringing)不能被衰減，如果相位不傳導 電流的話，諸如例如在3-相操作期間，這是因為負載不存在。然而，由第二諧振電路造成的 阻尼振蕩被衰減為某一程度。電流波形近似僅具有小的阻尼振蕩的正弦。這是由于其僅在 橋式整流器的二極管正在傳導的情況下發生的事實。線55再次示出針對所有三個相位的累 積的輸入電流。
[0085] 圖17示出針對具有電流傳導角JT/3的根據本發明的PFC電路的線電流57,其中值Ιο 是約-26.6Α并且PFC電路的電阻是約18歐。
[0086] 再次，第一諧振電路的阻尼振蕩不被衰減，如果相位不傳導電流的話。然而，在該 情況下，由第二諧振電路造成的阻尼振蕩高效地被衰減。被示出為線58的結果所得的累積 的輸入電流幾乎是完美的整流后的正弦波。
[0087] 發現了衰減受電流傳導角影響。角越小，衰減越大。
[0088]進而，發現了，諧波甚至可以更好地被削弱，如果直接連接在橋式整流器的DC-側 處的電容器(C4)的影響通過對電流參考信號的稍微相位偏移來補償的話。并且此外，發現 了，電流波形的相位偏移僅是電容器值的函數。
[0089]作為總結，要注意，本發明使得能夠提供一種用于生成用于電源單元的PFC電路的 電流調節器的參考信號的方法和控制電路，其中從電網汲取的電流具有減小的諧波內容并 且因此適于廣功率范圍。此外，本發明使得能夠高效地衰減由電網阻抗結合PFC電路的電容 造成的諧振電路。
【主權項】
1. 一種用于生成用于電源單元的PFC電路的電流調節器的參考信號Iref的方法，其特征 在于，參考信號被生成為使得電源單元的輸入電流的較低諧波分量的量值增大并且輸入電 流的較高諧波分量的量值減小。2. 如權利要求1所述的方法，其中，參考信號Irrf被生成為具有電源單元連接到其的AC 電網的角頻率'竊的正弦信號1#.，其中值Iq依賴于電流傳導角ft)而生成。3. 如權利要求2所述的方法，其中，值Io依賴于電流傳導角的正弦而生成，特別地生成 為負值I〇=_i*sin(脅〇)。4. 如權利要求3所述的方法，其中，為了使用具有標準量值L并且其中值Io=O的標準參 考信號爾來得到相同的電源單元的輸出功率，參考信號的量值I通過依賴于由 于將值Io添加到參考信號Irrf所造成的電源單元的輸出功率的改變來修改標準量值L特別 地以補償輸出功率的所述改變而生成。5. 如權利要求4所述的方法，其中，參考信號Irrf的量值I通過將其乘以因數fW來生成， 其中因數frrf優選地被確定為其中fsl和fs2是當使用標準參考信號1』寸的功率傳遞角，并且其中UPfl2是使用參考 信號Irrf的電源單元的功率傳遞角。6. 如權利要求2至5中的任一項所述的方法，其中，參考信號基于 a) 在PFC電路的橋式整流器之前 b) 在PFC電路的橋式整流器之后，或者 c) 直接在電源單元的輸入處 所分接的電壓來生成。7. 如權利要求2至6中的任一項所述的方法，其中，電流傳導角#〇被選擇為在0和V2之 間，優選地在V5和2π/5之間。8. 如權利要求2至7中的任一項所述的方法，其中，參考信號Irrf在變為負的情況下被設 定為零。9. 如權利要求2至8中的任一項所述的方法，其中，電流傳導角fQ被選擇為使得輸入電 流在零處開始。10. 如權利要求1至9中的任一項所述的方法，其中，PFC電路的結果所得的電阻被用于 衰減由電網阻抗結合電源單元的電容特別地結合如下電容器的電容而造成的諧振電路： a) 存在于兩個線導體之間或者電源的輸入濾波器的中性導體和線導體之間的EMI電容 器，或者 b) 布置在PFC電路的橋式整流器的下游的電容器。11. 一種用于生成用于電源單元的PFC電路的電流調節器的參考信號的控制電路，包括 將參考信號生成為使得電源單元的輸入電流的較低諧波分量的量值增大并且輸入電流的 較高諧波分量的量值減小的器件。12. 如權利要求11所述的控制電路，其被適配成生成用于開關-模式電源單元的PFC電 路的電流調節器的參考信號。13. 如權利要求11至12中的任一項所述的控制電路，其被適配成將參考信號Iref生成為 具有電源單元連接到其的AC電網的角頻率想的正弦信號k·、M+14. 如權利要求13所述的控制電路，其被適配成依賴于電流傳導角f〇的正弦來生成值 1〇,特別地生成為負值I〇=-I*sin(#〇)。
【文檔編號】H02M1/12GK105932870SQ201610106242
【公開日】2016年9月7日
【申請日】2016年2月26日
【發明人】C.克朗霍爾茲
【申請人】Det 國際控股有限公司