具有整流器電路的電路裝置的制造方法
【專利摘要】本申請涉及具有整流器電路的電路裝置。根據一個實施例，一種方法包括：通過驅動電路接收來自第一整流器電路的電壓抽頭的電功率，第一整流器電路包括負載路徑和電壓抽頭；以及通過驅動電路使用電功率來驅動包括負載路徑的第二整流器電路。第一整流器電路的負載路徑和第二整流器電路的負載路徑耦合至公共電路節點。
【專利說明】
具有整流器電路的電路裝置
技術領域
[0001]本公開總的來說涉及包括整流器電路的電路裝置，并且更具體地涉及主動整流器電路。
【背景技術】
[0002]整流器是允許電流在第一方向上流動同時基本防止電流在相反的第二方向上流動的電子電路或電子器件。這種整流器被廣泛用于汽車、工業和消費應用中的各種電路中，特別是用于功率轉換和驅動應用中的各種電路中。
[0003]傳統的整流器可以利用二極管來實施，其中在正向偏置時引導電流而在反向偏置時阻擋電流。然而，二極管在正向偏置時引起相對較大的損耗。這些損耗與通過二極管的電流成比例。特別是在大電流可流過整流器的功率轉換應用或電源應用中，會發生顯著的損耗。
[0004]因此，普遍需要提供具有損耗降低的整流器電路的電路裝置。
【發明內容】
[0005]—個實施例涉及一種電路裝置。該電路裝置包括:第一整流器電路，具有負載路徑和電壓抽頭;第二整流器電路，具有負載路徑和驅動輸入端，并被配置為通過在該驅動輸入端處接收的驅動信號而接通和斷開；以及驅動電路，具有耦合至第一整流器電路的電壓抽頭的第一供電輸入端和耦合至第二整流器電路的驅動輸入端的第一驅動輸出端。第一整流器電路的負載路徑和第二整流器電路的負載路徑耦合至公共電路節點，并且驅動電路被配置為使用從第一整流器電路的電壓抽頭接收的電功率來至少驅動第二整流器電路。
[0006]—個實施例涉及一種方法。該方法包括:通過驅動電路從包括負載路徑和電壓抽頭的第一整流器電路的電壓抽頭接收電功率；以及通過驅動電路使用電功率來驅動包括負載路徑的第二整流器電路。第一整流器電路的負載路徑和第二整流器電路的負載路徑耦合至公共電路節點。
【附圖說明】
[0007]以下參照附圖解釋實例。附圖用于示出特定的原理，使得僅示出用于理解這些原理所需的方面。附圖不按比例繪制。在附圖中，相同的參考標號表示類似的部件。
[0008]圖1示出了包括第一整流器電路、第二整流器電路和驅動電路的電路裝置的一個實施例；
[0009]圖2示出了圖1所示驅動電路的一個實施例；
[0010]圖3示出了圖2所示供電電路的一個實施例；
[0011]圖4示出了圖1所示電路裝置的修改；
[0012]圖5示出了圖4所示驅動電路的一個實施例；
[0013]圖6示出了包括第一整流器電路、第二整流器電路和驅動電路的電路裝置的一個實施例；
[0014]圖7示出了圖6所示驅動電路的一個實施例；
[0015]圖8示出了圖7所示供電電路的一個實施例；
[0016]圖9示出了整流器電路的一個實施例；
[0017]圖10示出了整流器電路的另一個實施例；
[0018]圖11示出了包括電路裝置的功率轉換器的一個實施例，其中電路裝置具有第一整流器電路、第二整流器電路和驅動電路；
[0019]圖12示出了包括電路裝置的功率轉換器的另一個實施例，其中電路裝置具有第一整流器電路、第二整流器電路和驅動電路；
[0020]圖13示出了圖12所示功率轉換器的修改；
[0021]圖14示出了圖12和圖13所示功率轉換器的操作的一種方式；
[0022]圖15示出了包括第一整流器電路、第二整流器電路和驅動電路的電路裝置的另一實施例；
[0023]圖16示出了驅動電路的一個實施例；以及
[0024]圖17示出了根據另一實施例的整流器電路的垂直截面圖。
【具體實施方式】
[0025]在以下詳細描述中參照附圖。形成該描述的一部分的附圖通過示例方式示出了可實踐本發明的具體實施例。應該理解，所描述的各個實施例的特征可以相互組合，除非另有明確指定。
[0026]圖1示出了可用于對電子電路中的至少一個電流進行整流的電路裝置的一個實施例。以下在這里解釋可使用該電路裝置的電子電路的實例。參照圖1，電路裝置包括第一整流器電路1A和第二整流器電路1B。第一整流器電路1A包括位于第一負載節點12A和第二負載節點13A之間的負載路徑以及電壓抽頭2xA。第二整流器電路1B包括位于第一負載節點12B和第二負載節點13B之間的路徑負載以及驅動輸入端11B。第二整流器電路1B被配置為通過在驅動輸入端IlB處接收的驅動信號來接通和斷開。
[0027]在本描述的上下文中，“電壓抽頭”是沿著整流器電路的負載路徑的連接點，其中該連接點處具有的電壓可以被抽接。例如，電壓抽頭是作為負載路徑的一部分的兩個電路元件之間的連接點。
[0028]驅動電路4包括耦合至第一整流器電路1A的電壓抽頭2xA的第一供電輸入端41A以及耦合至第二整流器電路1B的驅動輸入端IlB的第一驅動輸出端42B。驅動電路4被配置為使用從第一整流器電路1A的電壓抽頭2xA接收的電功率來至少驅動第二整流器電路10B。下面將進一步參照驅動電路4的實施例來解釋。
[0029]第一整流器電路1A和第二整流器電路1B的負載路徑通過將它們對應的第一負載端子和第二負載端子中的一個耦合至公共電路節點AB而耦合至該電路節點AB。在圖1所示實施例中，第一整流器電路1A和第二整流器電路1B中的每一個的第一負載節點12A、12B均連接至公共電路節點AB。在圖1所示實施例中，第一整流器電路1A和第二整流器電路1B的第二負載節點13A、13B不連接，使得這些負載節點13A、13B處的電位V2A、V2B可以不同。公共電路節點AB處的電位在圖1中表示為VI。第一負載節點12A、12B的電位VI和第二負載節點13A、13B處的電位V2A、V2B可以通過使用圖1電路裝置的電子電路的其它電路元件來定義。以下在這里解釋這些電路的實例。
[0030]參照圖1，第一整流器電路1A包括具有整流器元件IA和晶體管裝置3A的串聯電路，其中晶體管裝置3A與整流器元件IA串聯連接。晶體管裝置3A包括至少一個晶體管31A、32A，其包括負載路徑和驅動節點。在圖1所示實施例中，晶體管裝置3A包括兩個晶體管31A、32A。這兩個晶體管31A、32A的負載路徑串聯連接，而具有兩個晶體管31A、32A的負載路徑的串聯電路與整流器元件IA串聯連接。具有整流器元件IA以及晶體管裝置3A的晶體管31A、32A的負載路徑的串聯電路連接在第一整流器電路1A的第一負載節點12A和第二負載節點13A之間，使得該串聯電路形成第一整流器電路1A的負載路徑，或者至少形成第一整流器電路1A的負載路徑的一部分。根據一個實施例，晶體管裝置3A的晶體管31A、32A為常開型晶體管。在圖1所示實施例中，這些晶體管被繪制為常開型M0SFET。然而，這僅僅是一個實例，也可以使用其他類型的常開型晶體管，諸如JFET(結型場效應晶體管)、HEMT(高電子迀移率晶體管)。各個晶體管31A、32A的驅動節點(柵極節點)被連接，使得整流器元件IA直接或間接地驅動晶體管31A、32A，使得整流器元件IA限定晶體管裝置3A的操作狀態。操作狀態可以包括導通接通狀態(其中晶體管31A、32A處于導通狀態(接通))和截止狀態(其中晶體管31A、32A處于截止狀態(斷開))。
[0031]在圖1所示實施例中，整流器元件IA和晶體管31A、32A被連接，使得基于整流器元件IA兩端的電壓VlA來驅動晶體管31A，以及基于晶體管31A的負載路徑兩端的電壓V31A來驅動晶體管32A。為了說明的目的，假設晶體管31A、32A是MOSFET，具體為η型耗盡MOSFET。這些MOSFET 31Α、32Α的驅動電壓是柵極-源極電壓VG31A、VG32A，其是對應的MOSFET 31A、32A的柵極節點和源極節點之間的電壓。參照圖1，第一晶體管31A的柵極-源極電壓VG31A對應于整流器元件IA兩端的負電壓-V1A，并且第二晶體管32A的柵極-源極電壓VG32A對應于晶體管31A的負負載路徑電壓-V31A。即，
[0032]VG31A = -V1A (Ia)
[0033]VG32A = -V31A (lb)
[0034]為了說明的目的，進一步假設當對應的柵極-源極電壓VG31A、VG32A在閾值電壓(為零或負)之上時，晶體管31A、32A處于導通狀態。等效地，當對應的柵極-源極電壓VG31A、VG32A在閾值之下時，晶體管31A、32A處于截止狀態。
[0035]當整流器元件IA驅動處于導通狀態的晶體管裝置3A時，第一整流器電路1A可以處于接通狀態，而當整流器元件IA驅動處于截止狀態的晶體管裝置3A時，整流器電路1A可以處于斷開狀態。第一整流器元件IA是處于接通狀態還是斷開狀態取決于第一整流器電路1A兩端的電壓VA的極性。該電壓等于第二負載節點13A處的電位V2A與第一負載節點12A處的電位Vl之間的差V2A-V1。在圖1所示的實施例中，當電壓VA具有圖1所示的極性時，第一整流器電路1A處于斷開狀態，而在電壓VA具有與圖1所示的極性相反的極性時，整流器電路1A處于接通狀態。
[0036]以下，驅動處于接通狀態的第一整流器電路1A的電壓VA的電壓電平(極性)將稱為電壓VA的正向偏置電平，而驅動處于斷開狀態的整流器電路1A的電壓電平(極性)將稱為電壓VA的反向偏置電平。以下解釋根據電壓VA的極性驅動處于接通狀態或斷開狀態的第一整流器電路10A。
[0037]為了說明的目的，假設電壓VA從O朝向反向偏置電平增加。當電壓VA的電壓電平為零或稍大于零時，晶體管31A、32A是導通的。然而，整流器元件IA被反向偏置，S卩，整流器元件IA兩端的電壓VlA具有圖1所示的極性。隨著電壓VA的電壓電平的增加，整流器元件IA兩端的電壓VlA的電平增加。只要晶體管31A、32A處于導通狀態，對應的負載路徑電壓V31A、V32A就基本為零。當整流器元件IA兩端的電壓VlA增加使得晶體管31A的柵極-源極電壓落到其閾值電平之下時，晶體管31A截止。然后，電壓VA的電壓電平的進一步增加導致負載路徑電壓V31A的電壓電平的增加，同時整流器元件IA兩端的電壓VlA的電壓電平保持基本恒定。晶體管31A的負載路徑電壓V31A的電壓電平的增加會使得晶體管32A的柵極-源極電壓VG32A落到對應的閾值電壓之下，使得晶體管32A截止。在晶體管32A進一步截止之后，電壓VA的電壓電平的進一步增加導致晶體管32A的負載路徑電壓V32A的增加。
[0038]在第一整流器電路1A中，在整流器電路1A的斷開狀態下，整流器元件IA和晶體管31A、32A中的每一個都需要耐受比電壓VA的總電壓電平低的電壓電平。即，第一整流器電路1A的各個元件1A、31A、32A “分享”電壓VA。
[0039 ]當第一整流器電路1A兩端的電壓VA改變其極性時，整流器元件IA被正向偏置(電壓VlA具有與圖1所示的極性相反的極性)。這使晶體管31A導通。當晶體管31A導通時，負載路徑電壓V31A基本為零，使得晶體管32A導通。
[0040]在圖1所示的實施例中，第一整流器電路1A的電壓抽頭2xA是位于整流器元件IA與晶體管裝置的晶體管31A之間的電路節點。然而，這僅僅是一個實例。通常，電壓抽頭可以是位于整流器元件IA與晶體管裝置3A的任何晶體管之間的任何電路節點。在斷開狀態下，整流器元件IA和晶體管裝置3A的晶體管31A、32A類似地用作分壓器，使得抽頭2xA與公共電路節點AB之間的電壓小于使整流器電路1A反向偏置的電壓VA的電平。在圖1所示的實施例中，其中電壓抽頭2xA對應于整流器元件IA和晶體管31A之間的電路節點，抽頭2xA與公共電路節點AB之間的電壓對應于整流器元件IA兩端的電壓VIA。在斷開狀態下，該電壓VlA的最大電平基本對應于第一晶體管31A的閾值電壓的絕對值(幅值)。如果電壓抽頭是晶體管31A、32A的路徑之間的電路節點，則抽頭和公共電路節點AB之間的最大電壓對應于晶體管31A、32A的閾值電壓的總和。當設計整流器電路1A的晶體管時，可以調整這些閾值電壓。
[0041]在圖1所示的實施例中，第二整流器電路1B包括晶體管以及與晶體管的負載路徑并聯連接的整流器元件。根據一個實施例，晶體管是MOSFET，諸如η型M0SFET。在這種情況下，整流器元件可以是MOSFET的集成體二極管。然而，第二整流器電路1B的晶體管14Β不限于被實施為M0SFET。還可以使用任何其他類型的晶體管，特別為任何其他類型的常關型晶體管，諸如IGBT (絕緣柵雙極晶體管)或BJT (雙極結晶體管)ο如果使用IGBT或BJT，則除對應的晶體管之外可能需要整流器元件。
[0042]僅為了說明的目的，假設第二整流器電路1B的晶體管是η型增強M0SFET。該MOSFET的負載路徑(漏極-源極路徑)連接在第二整流器電路1B的第一負載節點12Β和第二負載節點13Β之間。該MOSFET IB的柵極節點形成第二整流器電路1B的驅動節點。
[0043]盡管第一整流器電路1A的晶體管裝置3Α被繪制為具有兩個晶體管31Α、32Α，但這僅僅是一個實例。晶體管裝置3Α中的晶體管的數量是任意的，并且可以基于第一整流器電路1A被假設在反向偏置狀態中耐受(阻擋)的電壓VA的最大電平來進行選擇。基本地，整流器電路1A的電壓阻擋能力隨著晶體管裝置3Α中的晶體管數量的增加而增加。“電壓阻擋能力”是整流器電路1A在反向偏置狀態下可以耐受的最大電壓。
[0044]類似于第一整流器電路10A，第二整流器電路1B可以在正向偏置模式和反向偏置模式下操作。“正向偏置模式”是其中負載路徑(第二負載節點13B和第一負載節點12B之間)兩端的電壓VB具有使整流器元件正向偏置的極性的操作模式。在“反向偏置模式”中，電壓VB具有使整流器元件IB反向偏置的極性。在第二整流器電路1B中，整流器元件IB基本上足以提供用于整流器電路1B的適當功能。即，整流器元件單獨足以在電壓VB具有分別使整流器電路1B和整流器元件IB反向偏置的極性時閉塞，且在電壓VB具有分別使整流器電路1B和整流器元件正向偏置的極性時導通。參照圖1，整流器元件可以被實施為二極管，諸如雙極二極管。然而，當被正向偏置時，二極管引起相對較大的損耗。這些損耗與通過二極管的電流的水平成比例，使得在大電流可流過二極管的應用(諸如功率轉換應用)中，會發生顯著的損耗。因此，如圖1所示，可以有利地將晶體管14B與整流器元件IB并聯連接并且在每當整流器元件IB被正向偏置時就導通晶體管14B。如果晶體管14B被設計為與處于正向偏置狀態的二極管相比在導通狀態下具有更低損耗，則在導通狀態下，晶體管14B旁路整流器元件IB以減少損耗。整流器元件IB可以僅在電壓VB使整流器元件IB正向偏置并且晶體管14B還沒有被導通時或者在晶體管14B已經截止且電壓VB仍然使整流器元件IB正向偏置之后傳導電流。
[0045]在圖1所示的電路裝置中，驅動晶體管14B(以使晶體管14B導通或截止)所需的能量源于抽頭電壓。“抽頭電壓”是抽頭2xA與公共節點AB之間的電壓。該抽頭電壓將在下文稱為V2xA0
[0046]圖2示出了驅動電路4的一個實施例，驅動電路4使用在供電輸入端41A處從第一整流器電路1A的電壓抽頭2xA接收的能量來驅動第二整流器電路1B中的晶體管14B。驅動電路4包括第一驅動器40B，其接收抽頭電壓V2xA并包括耦合至第二整流器電路1B的驅動輸入端IlB的驅動輸出端。在圖1所示的實施例中，第二整流器電路1B的驅動輸入端IlB對應于整流器電路1B中的晶體管14B的驅動節點(柵極節點)。
[0047]在圖2所示的實施例中，第一驅動器40B包括具有串聯連接在供電輸入端41A和公共電路節點AB之間的第一開關43B和第二開關44B的半橋，使得半橋43B、44B兩端的電壓對應于抽頭電壓V2xA。驅動電路4的第一驅動輸出端42B是半橋中的第一開關43B和第二開關44B的負載路徑公共的電路節點。
[0048]參照圖2，控制器5控制第一驅動器40B，因此控制第一驅動輸出端42B處可用的驅動信號V42B。在圖2所示的實施例中，信號V42B對應于驅動輸出端42B和公共電路節點AB之間的電壓。控制器5可以被配置為驅動半橋的開關43B、44B，使得同時只能接通這些開關中的一個。如果低側開關43B接通，則驅動電壓V42B基本為零。如果高側開關44B接通，則驅動電壓V42B基本等于抽頭電壓V2xA。
[0049]為了說明的目的，假設第二整流器電路1B的晶體管14B在驅動電壓V42B低于(正)閾值電壓時斷開(處于截止狀態)，并且當驅動電壓V42B高于閾值電壓時晶體管處于導通狀態(接通)。因此，驅動電路4可以通過接通第一驅動器40B的低側開關43B來使晶體管14B截止；以及驅動電路4可以通過接通高側開關44B來使晶體管導通，假設抽頭電壓V2xA在晶體管的閾值電壓之上。參照上面的解釋，當第一整流器電路1A被反向偏置時，抽頭電壓V2xA是正的(使得抽頭電壓的電壓電平可以在晶體管的閾值電壓之上)。參照上述內容，可以期望在第二整流器電路1B被正向偏置時，使第二整流器電路1B的晶體管導通。因此，圖1所示的電路裝置適合用于要求兩個整流器電路以互補方式被正向偏置和反向偏置使得一個整流器電路在另一個整流器電路被反向偏置時被正向偏置或不偏置的電子電路中。“不偏置”表示整流器電路兩端的電壓基本為零。
[0050]參照圖2，控制器5基于第二整流器電路1B的狀態信號SB來控制第一驅動器40B，并因此控制第二整流器電路1B的晶體管。該狀態信號SB表示第二整流器電路1B的偏置狀態。即，狀態信號SB表示第二整流器電路1B是被正向偏置還是反向偏置(或不偏置)。狀態信號SB可以通過感測通過第二整流器電路1B的電流IB來得到。當電流IB在與圖1所示的方向相反的方向上流動時，第二整流器電路1B被正向偏置。除感測電流IB之外或可選地，狀態信號SB可以通過感測第二整流器電路1B兩端的電壓VB來得到。當電壓VB具有與圖1所示極性相反的極性時，第二整流器電路1B被正向偏置。可用于感測電流IB和/或電壓VB的電流感測電路和電壓感測電路是公知的，因此關于這點不再需要進一步的說明。
[0051]根據一個實施例，控制器5是被配置為基于狀態信號SB驅動第一驅動器40B的集成電路。例如，控制器5是微控制器。在圖2中，S40B、S44B表示由控制器5生成的驅動信號，以驅動第一驅動器40B的低側開關43B和高側開關44B。這些驅動信號S43B、S44B中的每一個都可以具有使對應開關接通的接通電平或者使對應開關斷開的斷開電平。例如，低側開關43B和尚側開關44B可以是傳統的電子開關，諸如晶體管。
[0052]參照圖2，驅動電路4進一步包括被配置為向控制器5提供供電電壓Vsup的供電電路
6。控制器5從供電電路6接收的供電電壓Vsup在控制器5中用于生成第一驅動器40B的驅動信號S43B、S44B。供電電路6可進一步對生成狀態信號SB的電流感測電路(未示出)或電壓感測電路(未示出)進行供電。
[0053]圖3示出了供電電路6的一個實施例。在該實施例中，供電電路6接收抽頭電壓V2xA并從抽頭電壓V2xA生成供電電壓VSUP。參照圖3，供電電路6可以包括具有整流器元件61(諸如—■極管)和電荷存儲7Π件6 2 (諸如電容器)的串聯電路。該串聯電路接收抽頭電壓V2xA;在電荷存儲元件62處可獲得供電電壓VSUP。在該供電電路6中，每當抽頭電壓V2xA具有高于供電電壓Vsup的電平加上整流器元件61的正向電壓的電壓電平時，電荷存儲元件62就被充電。即，每當第一整流器電路1A被反向偏置時，電荷存儲元件62就被充電。整流器元件61防止電荷存儲元件62在抽頭電壓V2xA的電壓電平落到供電電壓Vsup的電壓電平之下時被放電，使得供電電路6可以在第一整流器電路10被正向偏置且抽頭電壓V2xA太小而不能對控制器5供電的那些時間段內對控制器5進行供電。
[0054]圖3所示的電路類型稱為“自舉電路”。然而，將供電電路6實施為包括自舉電路僅僅是一個實例。根據另一實施例，供電電路6包括電荷栗電路(未示出)，其從抽頭電壓V2xA生成供電電壓Vsup。在該實施例中，可以將供電電壓Vsup生成為具有高于抽頭電壓V2xA的最大電壓電平的電壓電平。
[0055]圖4示出了圖1所示電路裝置的修改。在該電路裝置中，第一整流器電路1A包括晶體管14A。該晶體管14A包括與整流器元件IA并聯連接的負載路徑和驅動節點。驅動節點連接至第一整流器電路1A的驅動輸入端11A。在該實施例中，驅動電路4包括連接至第一整流器電路1A的驅動輸入端IlA的第二驅動輸出端42A。類似于第二整流器電路1B中的晶體管14B，驅動電路4被配置為當第一整流器電路1A被正向偏置時使第一整流器電路1A中的晶體管14A導通。當晶體管14A被導通時，旁路整流器元件IA以減小正向偏置狀態下發生在第一整流器電路1A中的損耗。
[0056]圖5示出了驅動電路4的一個實施例，其被配置為驅動第一整流器電路1A和第二整流器電路1B二者中的晶體管14A、14B。圖5所示的驅動電路4基于圖2所示的驅動電路4，并且額外包括用于驅動第一整流器電路1A中的晶體管14A的第二驅動器40A。類似于第一驅動器40B，第二驅動器40A包括具有低側開關43A和高側開關44A的半橋電路。通過低側開關43A和高側開關44A的負載路徑公共的電路節點來形成第二驅動輸出端42A。例如，這些開關43A、44A可以實施為傳統的電子開關，諸如晶體管。控制電路5驅動低側開關43A和高側開關44A。在圖5中，S43A、S44A表示由控制器5生成的分別用于驅動低側開關43A和高側開關44A的驅動信號。
[0057]在圖5所示的驅動電路4中，供電電路6不僅對控制器5供電，而且還對第一驅動器40A和第二驅動器40B供電。即，供電電壓Vsup被控制器5以及每個第一驅動器40A和第二驅動器40B中的半橋所接收。供電電壓Vsup是參照公共電路節點AB的電壓。在圖5中，V42B表示第一驅動輸出端42B處可獲得的驅動電壓(驅動信號)，以及V42A表示第二驅動輸出端42A處可獲得的驅動電壓(驅動信號)。這些驅動電壓V42A、V42B中的每一個都在對應驅動器40A、40B中的低側開關處于接通狀態時基本為零(以使對應的晶體管14A、14B截止)。并且，驅動電壓V42A、V42B中的每一個都在對應驅動器40A、40B中的高側開關接通時基本等于供電電壓Vsup(以使對應的晶體管14A、14B導通)。類似于參照圖2解釋的驅動電路4，驅動器40A、40B中的每一個的低側開關和高側開關均被操作為使得同時只接通每個驅動器中的低側開關和高側開關中的一個。
[0058]圖5所示驅動電路4的供電電路6可以如參照圖3所解釋的來實施。憑借提供供電電壓Vsup的電荷存儲元件62，圖5所示驅動電路4可以在第一整流器電路1A被正向偏置以及抽頭電壓V2xA具有太低而不能使晶體管14A導通的電壓電平的那些時間段中使晶體管14A導通。類似于第二整流器電路1B中的晶體管14B，第一整流器電路1A中的晶體管14A可以實施為傳統的晶體管。僅用于說明的目的，假設該晶體管14A是η型增強M0SFET。在這種情況下，整流器元件IA可以實施為MOSFET的體二極管。
[0059]圖5所示的驅動電路4的控制器5被配置為基于之前解釋的狀態信號SB來驅動第二整流器電路1B中的晶體管14Β。為了驅動第一整流器電路1A中的晶體管14Α，控制器5接收又一狀態信號SA。該狀態信號SA表示第一整流器電路1A是正向偏置還是反向偏置。為此，電流感測電路可以評估通過第一整流器電路1A的電流IA的極性和/或電壓感測電路可以評估第一整流器電路1A兩端的電壓VA的極性。當狀態信號SA表示整流器電路1A被正向偏置時，控制器5使晶體管14Α導通。
[0060 ] 為了防止晶體管14Α、14Β在對應整流器電路1A、1B兩端的電壓VA、VB改變極性時導通，可以生成狀態信號SA、SB，使得它們不僅表示電流ΙΑ、ΙΒ的極性，而且還表示電流水平。在該實施例中，當狀態信號SA、SB表示電流落到預定閾值之下時，控制器5可以使對應的晶體管14A、14B截止。這可以表示電壓VA、VB即將改變其極性，使得驅動電路4將對應的晶體管14A、14B截止。
[0061]圖6示出了具有兩個整流器電路10AU0B的電路裝置的另一實施例。整流器電路1A對應于圖4所示的第一整流器電路1A并對其進行參照。第二整流器電路1B基于圖1和圖3所示的整流器電路10B，并且還包括具有至少一個晶體管(在圖6中，示出了兩個晶體管31B、32B)的晶體管裝置3B。即，第二整流器電路1B具有與第一整流器電路1A相同的拓撲。在這種上下文中，“相同拓撲”不一定是指晶體管裝置3A、3B中的晶體管的數量是相同的。這些晶體管裝置3A、3B可以利用相同數量的晶體管來實施。然而，在這些晶體管裝置3A、3B中還可以具有不同數量的晶體管。
[0062]第二整流器電路1B的操作原理對應于參照圖1和圖2解釋的第一整流器電路1A的操作原理。即，第二整流器電路1B可以在正向偏置狀態或反向偏置狀態下進行操作。在正向偏置狀態下，電壓VB使整流器元件I正向偏置B，使得整流器元件IB直接或間接地將晶體管裝置3B中的各個晶體管31B、32B導通。在反向偏置狀態下，電壓VB使整流器元件IB反向偏置，使得整流器元件IB直接或間接地將晶體管裝置3B中的晶體管31B、32B截止。在圖6所示的實施例中，整流器元件IB直接切換晶體管31B并通過晶體管31B切換晶體管32B，使得整流器元件IB間接地切換晶體管32B。
[0063]第二整流器電路1B還包括抽頭2xB。在所示實施例中，抽頭2xB是位于整流器元件IB(分別地，晶體管14B)與晶體管裝置的晶體管31B之間的電路節點。然而，這僅僅是一個實例。在具有兩個或更多晶體管的第二整流器電路1B中，抽頭2xB還可以是晶體管裝置的兩個晶體管的負載路徑公共的電路節點(在圖6中用虛線示出)。
[0064]圖7示出了驅動電路4的一個實施例，其被配置為使用在第一供電輸入端41A處從電壓抽頭2xA接收的第一抽頭電壓V2xA和由第二供電輸入端41B從電壓抽頭2xB接收的第二抽頭電壓V2xB來驅動晶體管14A、14B。圖7所示的驅動電路4基于圖5所示的驅動電路4，但是不同之處在于，供電電路6僅對控制器5進行供電。此外，第一驅動器40B接收第一抽頭電壓V2xA，并且第二驅動器40A接收第二抽頭電壓V2xB。因此，驅動電路4使用從第二整流器電路1B的抽頭2xB接收的能量來驅動晶體管14A，并且使用從第一整流器電路1A的抽頭2xA接收的能量驅動晶體管14B。
[0065]圖7所示的控制器5被配置為基于狀態信號SA驅動第一整流器電路1A中的晶體管14A，使其在狀態信號SA表示第一整流器電路1A被正向偏置時經由第二驅動器40A使晶體管14A導通。在圖7所示的實例中，當第二整流器電路1B提供的抽頭電壓V2xB在晶體管14A的閾值電壓之上時，控制器5可以使晶體管14A導通。類似地，當狀態信號SB表示第二整流器電路1B被正向偏置時，控制器5使第二整流器電路1B中的晶體管14B導通。
[0066]圖7所示的供電電路6可以如參照圖3所解釋的實施。圖8示出了圖7所示供電電路6的另一實施例。在該實施例中，供電電路6接收第一抽頭電壓V2xA和第二抽頭電壓V2xB二者。第一整流器電路1A的電壓抽頭2xA通過第一整流器元件61A耦合至該電荷存儲元件62;第二整流器電路1B的電壓抽頭2xB通過第二整流器元件61B耦合至電荷存儲元件62。在該供電電路6中，每當第一抽頭電壓V2xA和第二抽頭電壓V2xB中的一個具有比供電電壓Vsup的電壓電平高的電壓電平時，電荷存儲元件62就被充電。
[0067]根據一個實施例，利用圖5所示驅動電路來實施圖6所示電路裝置的驅動電路4。在該驅動電路中，驅動器40A、40B接收來自供電電路6的供電電壓Vsup。供電電路6可以如圖3所示或如圖8所示來實施。在第一種情況下，可以省略第二整流器電路1B的抽頭2xB與驅動電路4之間的連接。
[0068]參照上面的解釋，晶體管裝置3A、3B不限于利用兩個晶體管來實施。這些晶體管裝置3A、3B可以設計為具有串聯連接的任何數量的晶體管，而晶體管的數量可以根據對應整流器電路10A、10B的期望電壓阻擋能力來選擇。僅為了說明的目的，圖9和圖10示出了整流器電路的另外兩個實施例。在圖9和圖10中，參考標號10表不整流器電路10A、1B中的一個，參考標號3表示晶體管裝置3A、3B中的一個，參考標號I表示整流器元件1A、IB中的一個，參考標號14表不晶體管14六、1413中的一個，參考標號11表不驅動輸入端11A、IIB中的對應一個，以及參考標號2x表示電壓抽頭2xA、2xB中的一個。在圖9所示的實施例中，晶體管裝置3僅包括一個晶體管31。該晶體管31直接被具有整流器元件I和晶體管14的并聯電路所控制。在該實施例中，電壓抽頭2x是并聯電路1、14與晶體管裝置3之間的電路節點。在圖10所示的實施例中，晶體管裝置3包括串聯連接的三個晶體管31、32、3n。電壓抽頭2x可以是位于并聯電路1、14與晶體管裝置3之間的電路節點，或者可以是位于晶體管裝置3的晶體管31、32、3n中的兩個之間的任何電路節點。
[0069]圖11示出了可以實施具有之前解釋的兩個整流器電路10A、10B的電路裝置的電子電路的一個實施例。圖11所示的電子電路是功率轉換器電路，其具有用于接收輸入電壓Vin的輸入端和用于將輸出電壓Vout提供給負載(未示出)的輸出端。功率轉換器電路包括電位隔離該輸入端和輸出端的變壓器6。此外，功率轉換器電路包括被配置為在變壓器61的初級繞組61處生成交流電壓的切換電路5以及耦合至變壓器6的次級繞組62的整流器裝置7。在圖11所示的實施例中，次級繞組62具有第一繞組部分624P第二繞組部分622以及位于兩個繞組部分62ι、622之間的中心抽頭。中心抽頭耦合至輸出端。
[°07°]根據一個實施例，輸入電壓Vin高于輸出電壓Vout。輸入電壓Vin可以在幾百伏特(諸如400V)的范圍內，并且輸出電壓Vout可以在幾十伏特(諸如10V)的范圍內，諸如30V和80V之間。
[0071 ]在本實施例中，利用LLC諧振拓撲來實施切換電路5。該LLC諧振拓撲包括具有高側開關51和低側開關52的半橋。半橋連接至用于接收輸入電壓Vin的輸入端。此外，LLC拓撲包括具有電容存儲元件53、電感存儲元件54以及變壓器6的初級繞組61的串聯LLC電路。該串聯LLC電路與低側開關52并聯連接。又一電感存儲元件55可以表示初級繞組61的雜散電感，或者可以是與初級繞組61并聯連接的附加電感器。
[0072]驅動電路56驅動高側開關51和低側開關52，使得生成初級繞組61兩側的交流電壓V61。具體地，驅動電路56交替地接通和斷開高側開關51和低側開關52，使得同時只接通這些開關中的一個。參考標號S51、S52表不由驅動電路56生成的高側開關51和低側開關52的驅動信號。驅動電路56可以基于輸出信號Sout生成那些驅動信號S51、S52。該輸出信號Sout可以表示輸出電壓Vout和輸出電流1ut中的至少一個;驅動電路56可以被配置為驅動半橋51、52，使得由信號Sout表示的參數(輸出電流、輸出電壓或輸出功率)具有預定的信號電平(電流水平、電壓電平或功率水平)。串聯LLC電路具有兩個諧振頻率，即第一諧振頻率和低于第一諧振頻率的第二諧振頻率。為了控制從初級繞組61傳輸到次級繞組62的功率并由此控制輸出參數，驅動電路56利用通常位于第一諧振頻率和第二諧振頻率之間且接近第一諧振頻率的頻率來操作開關51、52。通過改變開關51、52的切換頻率，可以改變串聯LLC電路的質量因子，并且通過改變質量因子，可以調整從變壓器6的初級側傳輸到次級側的功率。這是公知的，因此關于這點不再進行進一步的解釋。
[0073]在整流器裝置7中，第一整流器電路1A連接在第一次級繞組部分62!和第一輸出節點71之間，第二整流器電路1B連接在次級繞組部分622和第一輸出節點71之間，并且次級繞組62的中心抽頭連接至第二輸出節點72。輸出電壓Vout在第一輸出節點71和第二輸出節點72之間可獲得。此外，輸出電容器73可連接在這些輸出節點71、72之間。第一整流器電路1A和第二整流器電路1B可以根據之前解釋的實施例中的一個來實施。下面解釋圖7所示整流器裝置的一種操作方式。
[0074]在圖11所示的功率轉換器電路中，初級繞組61和次級繞組62具有相同的繞組感測，使得初級繞組61兩端的電壓V61以及繞組部分62!、622兩端的電壓V621、V622具有相同的極性。在該實施例中，第一整流器電路1A被連接為使得電壓VA基本等于輸出電壓Vout減去繞組部分62i兩端的電壓V62i。在該實施例中，當電壓V62i具有圖11所示極性以及當該電壓V62i的電壓電平在輸出電壓Vout之上時，第一整流器電路1A被正向偏置，使得能量可以從次級繞組62分別傳輸至輸出電容器73和輸出71、72。在圖11所示的功率轉換器電路中，輸入電壓Vin和輸出電壓Vout具有所示極性。即，輸出電壓Vout是參照第二輸出節點72的正電壓。根據功率轉換器電路的另一實施例(未示出)，整流器元件10A、10B的極性與圖11所示的相反。在這種情況下，輸出電壓Vout是負電壓。
[0075]第二整流器電路1B被連接為使得第二整流器電路1B兩端的電壓VB等于輸出電壓Vout加上該第二繞組部分622兩端的電壓V622。在該實施例中，當第二繞組部分622兩端的電壓V622具有與圖11所示相反的極性并且電壓電平在輸出電壓Vout的電壓電平之上時，第二整流器電路1B被正向偏置。由于第一繞組部分62i兩端的電壓V624P第二繞組部分622兩端的電壓V622同時具有相同極性，所以同時只有第一整流器電路1A和第二整流器電路1B中的一個被正向偏置。
[0076]圖12示出了功率轉換器電路的另一實施例，其包括具有根據之前解釋的實施例中的一個實施例的第一整流器電路1A和第二整流器電路1B的電路裝置。在該功率轉換器電路中，切換電路5包括具有高側開關51和低側開關52的半橋。半橋耦合至輸入電壓Vin可用的輸入端。此外，具有第一電容器56和第二電容器57的電容分壓器連接至輸入端。變壓器6的初級繞組61連接至半橋的抽頭和電容分壓器的抽頭。半橋的抽頭是低側開關52和高側開關51公共的電路節點；電容分壓器的抽頭是電容器56、57公共的電路節點。根據一個實施例，電容器56、57具有基本相同的電容，使得電容分壓器的抽頭處的電壓基本對應于輸入電壓的一半(50%)(即，Vin/2)。在該切換電路5中，初級繞組61兩端的電壓V61可以根據半橋51、52的操作狀態具有三個不同的電壓電平中的一個。這些不同的電壓電平如下:如果高側開關51接通且低側開關52斷開，則為+Vin/2;如果高側開關51和低側開關52均斷開，則為O;以及如果高側開關51斷開且低側開關52接通，則為-Vin/2。在圖14中示意性示出了由切換電路5生成的該初級電壓V61的定時圖。
[0077]參照圖12，整流器裝置7包括連接在次級繞組62的第一負載和第二輸出節點72之間的第一電感器72以及連接在次級繞組62的第二節點和第二輸出節點72之間的第二電感器73。第一整流器電路1A連接在次級繞組62的第一節點與第一輸出節點71之間，并且第二整流器電路1B連接在次級繞組62的第二節點和第一輸出節點71之間。初級繞組61和次級繞組62具有相同的繞組感測，使得初級繞組61兩端的電壓V61的極性等于次級繞組62兩端的電壓V62的極性。第一整流器電路1A和第二整流器電路1B被連接，使得當次級繞組62兩端的電壓V62具有圖12所示的極性并且當該電壓V62的電壓電平在輸出電壓Vout的電壓電平之上時，第一整流器電路1A被正向偏置。在這種情況下，第二整流器電路1B被反向偏置。如果次級繞組62兩端的電壓V62具有與圖12所示極性相反的極性，則第二整流器電路1B被正向偏置且第一整流器電路1A被反向偏置。當次級繞組62具有圖12所示的極性時，電流從次級繞組流過第一整流器電路10A、輸出電容器73和負載(未示出)和第二電感器73。當次級側電壓V62變為零時，被第二電感器72驅動的該電流繼續流動直到第二電感器73被消磁。當電壓V62具有與圖12所示相反的極性時，電流流過第二整流器電路10B、輸出電容器73和負載(未示出)和第一電感器72。由第一電感器72驅動，該電流持續流動直到在次級側電壓V62變為零之后電感器72被消磁。
[0078]圖13示出了圖12所示功率轉換器電路的修改。在該功率轉換器電路中，與圖12所示的轉換器相比，在整流器裝置7中改變第一電感器72和第一整流器電路1A的位置，并且改變第二整流器電路1B和第二電感器73的位置。在該實施例中，當次級側電壓V62具有圖13所示的極性時，第二整流器電路1B被正向偏置，同時第一整流器電路1A被反向偏置。當次級側電壓V62具有與圖13所示的極性相反的極性時，第一整流器電路1A被正向偏置。在這種情況下，第二整流器電路1B被反向偏置。以下解釋圖13所示整流器裝置7的操作原理。
[0079]當次級側電壓V62具有圖13所示的極性時，電流流過第一電感器72、輸出電容器71和負載(未示出)以及第二整流器電路10B。當次級側電壓V62變為零時，由第一電感器72驅動的電流持續流動到輸出電容器71和負載以及第一整流器電路1A，直到第一電感器72被消磁。當次級側電壓V62具有與圖13所示的極性相反的極性時，電流從次級繞組62流過第二電感器73、輸出電容器71和電負載以及第一整流器電路10A。當次級側電壓V62變為零時，由第二電感器73驅動的電流持續流過輸出電容器71和負載，而不是第一整流器電路1A流過第二整流器電路10B。
[0080]在圖11至圖13所示的每個功率轉換器電路中，同時只能正向偏置第一和第二整流器電路10A、1B中的一個。之前解釋的具有第一整流器電路1A和第二整流器電路1B的每個電路裝置可用于圖11至圖13所示的每個功率轉換器電路。盡管在圖11至圖13中，第一和第二整流器電路10A、1B中的每一個都被繪制為具有驅動輸入端11A、IlB和電壓抽頭2xA、2xB，但應該注意，根據該【具體實施方式】，可以省略這些抽頭或輸入端中的一個或多個。
[0081]圖15示出了具有第一整流器電路1A和第二整流器電路1B的電路裝置的另一實施例。該電路裝置基于圖4所示的電路裝置，其中在圖15所示的實施例中，兩個整流器電路1A、1B并聯連接。即，第二負載節點13A、13B處的電位V2A、V2B相同。類似于圖3所示的實施例，驅動電路4接收來自第一整流器電路1A的抽頭電壓并被配置為驅動第一整流器電路1A中的晶體管14A和第二整流器電路1B中的晶體管14B。第一整流器電路1A中的晶體管14A是任選的，并且如圖1所示可以省略。
[0082]根據一個實施例，驅動電路4被配置為感測第一整流器電路1A的操作狀態并基于該操作狀態驅動晶體管14A、14B。即，驅動電路4可以被配置為當第一整流器電路1A被正向偏置時導通晶體管14A、14B。可以如以下所解釋的那樣檢測第一整流器電路1A的偏置狀態。即，可以感測電流IA的極性和/或電壓VA的極性。總電壓VA的極性對應于抽頭電壓的極性，抽頭電壓的極性將用于檢測第一整流器電路1A的操作狀態。
[0083 ]圖16示出了驅動電路4的一個實施例。該驅動電路4對應于圖5所示的驅動電路，不同之處在于控制器5僅接收第一整流器電路1A的狀態信號SA。圖16所示的驅動電路4的供電電路6可對應于圖3所示的供電電路。
[0084]驅動電路4可被配置為同時切換晶體管14A、14B。然而，這僅僅是一個實例。根據另一實施例，在切換兩個晶體管14A、14B之間可能具有時間延遲。這可以幫助防止交叉傳導或電流擊穿。
[0085]在具有之前解釋的兩個整流器電路10A、10B和驅動電路4的電路裝置中，整流器電路10A、1B可以集成到公共的半導體本體(裸片)中，并且驅動電路4可以集成到與其分離的半導體本體(裸片)中。根據另一實施例，整流器電路10A、1B和驅動電路4中的每一個都被集成到其自身的半導體本體中。根據又一實施例，整流器電路10A、1B和驅動電路4被集成到公共的半導體本體中。
[0086]在之前解釋的實施例中，向驅動電路4提供功率以驅動第二整流器電路1B的第一整流器電路1A包括具有整流器元件IA和若干晶體管31A、32A的串聯電路。在這些實施例中，可以接收功率的電壓抽頭2xA是整流器元件IA和一個晶體管31A之間的連接點，或者是兩個晶體管之間的連接點。然而，這僅僅是一個實例。根據另一實施例，整流器電路包括(僅)一個半導體器件，并且電壓抽頭是該半導體器件的內部負載路徑的抽頭。在圖17中示出了這種半導體器件的一個實施例。
[0087]圖17示出了包括具有內部體二極管的MOSFET的整流器電路1A的垂直截面圖。在半導體本體100中，MOSFET包括第一摻雜類型的漂移區域111、第一摻雜類型的源極區域
112、第一摻雜類型的漏極區域114以及與第一摻雜類型互補的第二摻雜類型的本體區域
113。漂移區域111的摻雜濃度小于源極和漏極區域112、114中的每一個的摻雜濃度。本體區域113將源極區域112與漂移區域111分離，并且漂移區域111被配置在本體區域113和漏極區域114之間。柵電極121與本體區域113相鄰并且通過柵極電介質122與本體區域113介電絕緣。以傳統方式，柵電極121用于控制源極區域112和漂移區域111之間的本體區域113中的傳導溝道。當柵電極121被驅動使得沿著柵極電介質122在本體區域113中具有傳導溝道時，MOSFET處于導通狀態，并且當傳導溝道被中斷時，MOSFET處于截止狀態。
[0088]參照圖17，源極區域112連接至源極節點S，漏極區域114連接至漏極節點D，以及柵電極連接至柵極節點。在該實施例中，源極節點形成整流器電路1A的第一負載節點12A，漏極節點D形成第二負載節點13A，并且柵極節點G形成控制節點14A。在圖17中，不僅示出了各個器件區域，而且還示出了 MOSFET 14A和內部體二極管IA的電路符號。參照標號IA表示內部體二極管的電路符號，其形成在本體區域113和漂移區域111(和漏極區域114)之間。內部體二極管形成整流器電路1A的整流器元件。參考標號14A表示MOSFET的電路符號。圖17所示的電路符號適用于η型M0SFET。在這種情況下，第一摻雜類型是η型，且第二摻雜類型是P型。然而，還可以利用P型MOSFET來實施整流器電路10Α。
[0089]參照圖17，整流器電路1A還包括電壓抽頭2χΑ。在該實施例中，電壓抽頭2χΑ連接至漂移區域中的抽頭區域114。抽頭區域可以是第二摻雜類型的。抽頭區域位于本體區域113和漏極區域114之間并且與這些區域113、114中的每一個隔開。
[0090]以下解釋圖17所示整流器電路的一種操作方式。為了說明的目的，假設MOSFET處于截止狀態并且在第一和第二負載節點12Α、12Β之間施加電壓，這使本體區域113和漂移區域11之間的ρη結(體二極管1Α)反向偏置。在這種情況下，在本體區域113處開始，空間電荷區域(耗盡區域)在漂移區域111中擴展，其中沿著本體區域113和漏極區域114之間的路徑，耗盡區域中的電位隨著與本體區域113的距離的增加而增加。抽頭區域114“抽取”漂移區域111中定位其的位置處的電位。當抽頭區域114遠離漏極區域114時并且當施加在負載節點12A、13A之間的電壓使得耗盡區域延伸到抽頭區域114外時，抽頭區域114處的電位在第一負載節點12A處的電位與第二負載節點13A處的電位之間。因此，圖17所示的電壓抽頭2xA的功能與之前解釋的其他附圖所示的電壓抽頭2xA的功能相同。盡管公開了本發明的各個示例性實施例，但本領域技術人員應該理解，可以在不背離本發明的精神和范圍的情況下進行各種改變和修改，這將實現本發明的一些優點。本領域技術人員應該理解，可以適當地替代執行相同功能的其他部件。應該提及，參照特定附圖解釋的特征可以與其他附圖的特征組合，即使沒有明確提到這些情況。此外，本發明的方法可以使用所有的軟件實施方式(使用適當的處理器指令)或以混合實施方式(利用硬件邏輯和軟件邏輯的組合以實現相同結果)來實現。本發明的概念的這些修改旨在被所附權利要求覆蓋。
[0091]諸如“下方”、“之下”、“下部”、“上方”、“上部”等的空間相對術語用于描述的方便來解釋一個元件相對于第二元件的定位。除了圖中所示的不同定位之外，這些術語用于包括設備的不同定位。此外，諸如“第一”、“第二”等的術語還用于描述各種元件、區域、部分等，而不用于限制。類似的術語在說明書中表示類似的元件。
[0092]如本文所使用的，術語“具有”、“包含”、“包括”等是開放端點的術語，其表示存在所提到的元件或特性但是不排除附加的元件或特征。冠詞“一個”和“該”用于包括多個以及單個，除非另有明確指定。
[0093]考慮到變化和應用的上述范圍，應該理解，本發明不限于上面的描述，也不被附圖限制。相反地，本發明僅通過以下權利要求和它們的合法等效來限制。
【主權項】
1.一種電路裝置，包括: 第一整流器電路，包括負載路徑和電壓抽頭； 第二整流器電路，包括負載路徑和驅動輸入端，并且被配置為通過在所述驅動輸入端處接收的驅動信號接通和斷開;以及 驅動電路，包括耦合至所述第一整流器電路的所述電壓抽頭的第一供電輸入端和耦合至所述第二整流器電路的所述驅動輸入端的第一驅動輸出端， 其中，所述第一整流器電路的負載路徑和所述第二整流器電路的負載路徑耦合至公共電路節點，以及 其中，所述驅動電路被配置為使用從所述第一整流器電路的所述電壓抽頭接收的電功率來驅動至少所述第二整流器電路。2.根據權利要求1所述的電路裝置，其中，所述第一整流器電路的負載路徑和所述第二整流器電路的負載路徑并聯連接。3.根據權利要求2所述的電路裝置，其中，所述第二整流器電路包括: 晶體管，包括耦合至所述第二整流器電路的所述驅動輸入端的驅動節點和負載路徑；以及 整流器元件， 其中，所述整流器元件與所述晶體管的負載路徑并聯連接，并且 其中，所述晶體管的負載路徑形成所述第二整流器電路的負載路徑。4.根據權利要求3所述的電路裝置，其中，所述驅動電路被配置為 檢測通過所述第一整流器電路的電流和所述第一整流器電路兩端的電壓中的至少一個，以及 基于所檢測的電流和所檢測的電壓中的至少一個來驅動所述第二整流器電路處于接通狀態。5.根據權利要求4所述的驅動電路，其中，所述驅動電路被配置為當通過所述第一整流器電路的電流具有預定電流方向時驅動所述第二整流器電路處于所述接通狀態。6.根據權利要求4所述的驅動電路，其中，所述驅動電路被配置為當所述第一整流器電路兩端的電壓具有預定極性時驅動所述第二整流器電路處于所述接通狀態。7.根據權利要求2所述的電路裝置，其中 所述第一整流器電路包括驅動輸入端并且被配置為通過在所述驅動節點處接收的驅動信號而接通和斷開， 所述驅動電路包括耦合至所述第一整流器電路的所述驅動節點的第二驅動輸入端，并且 所述驅動電路被配置為使用從所述第一整流器電路的所述電壓抽頭接收的電功率來驅動所述第一整流器電路。8.根據權利要求7所述的電路裝置，其中，所述驅動電路包括耦合至所述第一供電輸入端的能量存儲。9.根據權利要求7所述的電路裝置，其中，所述第一整流器電路包括: 第一晶體管，具有驅動節點和負載路徑；以及 至少一個第二晶體管，具有驅動節點和負載路徑， 其中，所述第一晶體管的負載路徑和所述至少一個第二晶體管的負載路徑串聯連接并形成所述第一整流器電路的負載路徑， 其中所述第一晶體管的驅動節點耦合至所述第一整流器電路的驅動輸入端， 其中，所述至少一個第二晶體管被配置為通過所述第一晶體管直接或間接地驅動，并且 其中，所述第一整流器電路的所述電壓抽頭耦合至所述第一晶體管的負載路徑與所述至少一個第二晶體管的負載路徑之間的電路節點。10.根據權利要求9所述的電路裝置，其中，整流器元件與所述第一晶體管并聯連接。11.根據權利要求9所述的電路裝置，其中，所述第一晶體管是常開型晶體管，并且所述至少一個第二晶體管是常關型晶體管。12.根據權利要求9所述的電路裝置， 其中，所述第一整流器電路包括多個第二晶體管，每一個第二晶體管均具有負載路徑， 其中，所述第二晶體管的負載路徑串聯連接，并且 其中，所述多個第二晶體管中的每一個第二晶體管都被配置為通過所述第一晶體管直接或間接地驅動。13.根據權利要求1所述的電路裝置，其中 所述第一整流器電路還包括驅動輸入端并被配置為通過在所述驅動輸入端處接收的驅動信號接通和斷開， 所述驅動電路包括耦合至所述第一整流器電路的所述驅動輸入端的第二驅動輸出端。14.根據權利要求13所述的電路裝置，其中，所述驅動電路被配置為使用在所述第一供電輸入端處接收的電能來驅動所述第一整流器電路。15.根據權利要求14所述的電路裝置，其中，所述驅動電路包括耦合至所述第一供電輸入端的能量存儲。16.根據權利要求13所述的電路裝置，其中 所述第二整流器電路包括電壓抽頭， 所述驅動電路包括耦合至所述第二整流器電路的電壓抽頭的第二供電輸入端，并且 所述驅動電路被配置為使用從所述第二整流器電路的電壓抽頭接收的電能來驅動所述第一整流器電路。17.根據權利要求13所述的電路裝置，其中，所述驅動電路被配置為 檢測通過所述第一整流器電路的電流和所述第一整流器電路兩端的電壓中的至少一個，以及 基于所檢測的電流和所檢測的電壓中的至少一個來驅動所述第二整流器電路處于接通狀態。18.根據權利要求17所述的驅動電路，其中，所述驅動電路被配置為當通過所述第一整流器電路的電流具有預定電流方向時驅動所述第二整流器電路處于所述接通狀態。19.根據權利要求17所述的驅動電路，其中，所述驅動電路被配置為當所述第一整流器電路兩端的電壓具有預定極性時驅動所述第二整流器電路處于所述接通狀態。20.根據權利要求13所述的電路裝置，其中，所述驅動電路被配置為 檢測通過所述第二整流器電路的電流和所述第二整流器電路兩端的電壓中的至少一個，以及 基于所檢測的電流和所檢測的電壓中的至少一個來驅動所述第一整流器電路處于接通狀態。21.根據權利要求13所述的電路裝置，其中，所述第一整流器電路和所述第二整流器電路中的每一個都包括: 第一晶體管，具有驅動節點和負載路徑；以及 至少一個第二晶體管，具有驅動節點和負載路徑， 其中，所述第一晶體管的負載路徑和所述至少一個第二晶體管的負載路徑串聯連接并形成對應的整流器電路的負載路徑， 其中，所述第一晶體管的驅動節點耦合至對應的整流器電路的驅動輸入端， 其中，所述至少一個第二晶體管被配置為通過所述第一晶體管直接或間接地驅動，并且 其中，所述對應的整流器電路的電壓抽頭耦合至所述第一晶體管的負載路徑和所述至少一個第二晶體管的負載路徑之間的電路節點。22.根據權利要求21所述的電路裝置， 其中，所述第一整流器電路和所述第二整流器電路中的至少一個包括多個第二晶體管，每一個第二晶體管均具有負載路徑， 其中，所述第二晶體管的負載路徑串聯連接，并且 其中，所述多個第二晶體管中的每一個第二晶體管都被配置為通過所述第一晶體管直接或間接地驅動。23.一種方法，包括: 通過驅動電路從包括負載路徑和電壓抽頭的第一整流器電路的電壓抽頭接收電功率；以及 通過所述驅動電路使用所述電功率來驅動包括負載路徑的第二整流器電路， 其中，所述第一整流器電路的負載路徑和所述第二整流器電路的負載路徑耦合至公共電路節點。24.根據權利要求23所述的方法，其中，所述第一整流器電路的負載路徑和所述第二整流器電路的負載路徑并聯連接。
【文檔編號】H02M7/06GK105915078SQ201610018066
【公開日】2016年8月31日
【申請日】2016年1月12日
【發明人】G·德伯伊, A·桑德斯, R·威斯
【申請人】英飛凌科技奧地利有限公司