轉換裝置的制造方法

轉換裝置的制造方法
【專利摘要】提供一種將從DC電源提供的DC電力轉換成AC電力并將AC電力提供給負載的轉換裝置，該轉換裝置包括：連接至負載并包括AC電抗器以及第一電容器的濾波器電路；經由濾波器電路連接至負載的DC/AC逆變器；提供在DC電源和DC/AC逆變器之間的DC/DC轉換器；提供在DC/AC逆變器和DC/DC轉換器之間的第二電容器；以及被配置為基于AC電源的電壓，由于流過AC電抗器的電流及其阻抗造成的電壓變化，分別流過第一電容器以及第二電容器的無功電流以及DC電源的電壓，設定用于DC/DC轉換器的電流目標值以由此與AC電力的電流同步的控制單元。
【專利說明】
轉換裝置
技術領域
[0001]本發明涉及一種執行從DC至AC的轉換或從AC至DC的轉換的轉換裝置。
【背景技術】
[0002]將從蓄電池輸出的DC電壓轉換成AC電壓并將AC電壓提供給負載的轉換裝置通常用作諸如UPS(不間斷電源)的后備電源(例如參見專利文獻1(圖1))。這種轉換裝置包括用于升高蓄電池的電壓的DC/DC轉換器以及用于執行從DC至AC的轉換的逆變器。該轉換裝置能進行雙向操作，且通常將諸如商用電源的AC電源輸出的AC電壓轉換成適于充電的DC電壓以及為蓄電池充電。在這種情況下，逆變器操作為AC/DC轉換器，且DC/DC轉換器執行降壓的操作。
[0003]轉換裝置(電力調節器)也用于將從諸如光伏發電的DC電源獲得的DC電力轉換成AC電力并與AC電力系統執行系統互連(例如參見專利文獻2)。
[0004]引證文獻列表
[0005][專利文獻]
[0006]專利文獻I:日本公開專利公布N0.2003-348768
[0007]專利文獻2:日本公開專利公布N0.2000-152651

【發明內容】

[0008][技術問題]
[0009]在上述常規轉換裝置中，AC/DC轉換器和DC/DC轉換器都由切換元件組成，且一直執行高速切換。這種切換元件伴隨有輕微的切換損耗。雖然一種切換中的損耗較輕，但是多個切換元件的高頻切換致使切換損耗不能被整體忽視。切換損耗自然地導致電力損耗。另一方面，專利文獻2公開了一種用于降低損耗的控制方法，但是存在的問題是不足以單獨通過這種控制方法獲得損耗降低效果，且AC波形失真。
[0010]有鑒于上述問題，本發明的一個目的是通過降低轉換裝置中的切換損耗而實現高轉換效率且實現具有較小失真的AC波形。
[0011][問題的解決方案]
[0012]本發明的轉換裝置是一種將從DC電源提供的DC電力轉換成AC電力并將AC電力提供給負載的轉換裝置，該轉換裝置包括:連接至負載并包括AC電抗器以及第一電容器的濾波器電路;經由濾波器電路連接至負載的DC/AC逆變器;提供在DC電源和DC/AC逆變器之間的DC/DC轉換器;提供在DC/AC逆變器和DC/DC轉換器之間的第二電容器；以及被配置為基于AC電源的電壓，由于流過AC電抗器的電流及其阻抗造成的電壓變化，分別流過第一電容器以及第二電容器的無功電流以及DC電源的電壓，設定用于DC/DC轉換器的電流目標值以由此與AC電力的電流同步的控制單元。
[0013][發明的有益效果]
[0014]本發明的轉換裝置可同時實現高轉換效率以及具有較小失真的AC波形。
【附圖說明】
[0015]圖1是示出包括根據第一實施例的逆變器裝置的系統的示例的框圖。
[0016]圖2是逆變器裝置的電路圖的示例。
[0017]圖3是控制單元的框圖。
[0018]圖4是示出DC輸入電壓檢測值和升壓電路電流檢測值的時間變化的仿真結果的示例的曲線圖。
[0019]圖5是示出其中平均處理單元平均DC輸入電壓檢測值Vg的方式的示意圖。
[0020]圖6是說明通過控制處理單元進行控制處理的控制框圖。
[0021]圖7是示出用于升壓電路以及逆變器電路的控制處理的流程圖。
[0022]圖8是其中(a)示出通過控制處理單元進行的反饋控制中計算的升壓電路電流目標值的仿真結果的示例以及當根據升壓電路電流目標值執行控制時獲得的升壓電路電流檢測值，以及(b)示出通過控制處理單元進行的反饋控制中計算的升壓電路電壓目標值的仿真結果的示例以及當根據升壓電路電壓目標值執行控制時獲得的升壓電路電壓檢測值的曲線圖。
[0023]圖9是示出逆變器輸出電壓目標值的示例的示意圖。
[0024]圖10是其中(a)示出升壓電路載波以及升壓電路參考波之間的比較，以及(b)示出通過升壓電路控制單元產生的用于驅動切換元件Qb的驅動波形的曲線圖。
[0025]圖11是其中(a)示出逆變器電路載波以及逆變器電路參考波之間的比較，以及(b)示出通過逆變器電路控制單元產生的用于驅動切換元件Ql的驅動波形，以及(C)示出通過逆變器電路控制單元產生的用于驅動切換元件Q3的驅動波形的曲線圖。
[0026]圖12是示出用于切換元件的參考波和驅動波形的示例，以及從逆變器裝置輸出的AC電力的電流波形的示例的示意圖。
[0027]圖13是其中(a)示出從逆變器電路輸出的AC電壓，商用電源系統，以及AC電抗器的兩端之間的電壓的電壓波形，以及(b)示出AC電抗器中流動的電流的波形的曲線圖。
[0028]圖14是根據第二實施例的逆變器裝置的電路圖的示例。
[0029]圖15是示出第二實施例中的逆變器電路載波和參考波之間的比較的曲線圖。
[0030]圖16是示出第二實施例中用于切換元件Qb和Ql至Q4的參考波和驅動波形的示例，以及從逆變器裝置輸出的AC電力的電流波形的示例的示意圖。
[0031]圖17是根據第三實施例的逆變器裝置I的電路圖的示例。
[0032]圖18是示出第三實施例中用于切換元件的參考波和驅動波形的示例，以及從逆變器裝置輸出的AC電力的電流波形的示例的示意圖。
[0033 ]圖19是示出包括AC至DC轉換裝置的電力存儲系統的示例的框圖。
[0034]圖20是轉換裝置的電路圖的示例。
[0035]圖21是概念性地示出轉換裝置的操作的電壓波形示意圖。
[0036]圖22是第一實施例和比較示例中的AC輸出波形的示例。
【具體實施方式】
[0037][實施例的概要]
[0038]本發明的實施例的概要至少包括以下內容。
[0039](I)提供一種將從DC電源提供的DC電力轉換成AC電力并將AC電力提供至負載的轉換裝置，轉換裝置包括:連接至負載并包括AC電抗器和第一電容器的濾波器電路;經由濾波器電路連接至負載的DC/AC逆變器;提供在DC電源和DC/AC逆變器之間的DC/DC轉換器;提供在DC/AC逆變器和DC/DC轉換器之間的第二電容器；以及被配置為基于AC電力的電壓，由于流過AC電抗器的電流及其阻抗造成的電壓變化，分別流過第一電容器以及第二電容器的無功電流，以及DC電力的電壓，設定用于DC/DC轉換器的電流目標值以由此與AC電力的電流同步的控制單元。
[0040]在如上述(I)配置的轉換裝置中，DC/AC逆變器以及DC/DC轉換器各執行最小所需次數的高頻切換。此外，AC/DC轉換器在除了 AC電壓的絕對值的峰值及其附近之外的區域中操作，且DC/DC轉換器在除了 AC電壓的過零點及其附近之外的區域中操作。因此，在高頻切換中，施加至各個轉換器以及電抗器的半導體元件的電壓相對降低。這也有助于半導體元件中的切換損耗以及電抗器中的鐵損耗的降低。
[0041 ]為了實現如上所述的“最小所需次數”，理想地優選DC/AC逆變器以及DC/DC轉換器交替執行高頻切換，以便它們的高頻切換的相應時段不彼此重疊。但是，實際上，即使兩個時段略微彼此重疊，但是只要為各個DC/AC逆變器以及DC/DC轉換器提供停止時段，則可降低損耗，致使效率提尚。
[0042]基于AC電力的電壓，由于流過AC電抗器的電流及其阻抗造成的電壓變化，流過第一和第二電容器的無功電流以及DC電力的電壓，用于DC/DC轉換器的電流目標值被設定為與AC電力同步，借此可不斷產生沒有失真的AC電力。特別地，在負載與AC系統互連的情況下，不管AC電源的電壓，頻率和輸出電流如何變化，不斷與系統電壓同步(或相對于系統電壓在給定相位角下控制)且沒有失真的電流都流至AC系統或從其流出。
[0043](2)在(I)的轉換裝置中，優選地，在用于負載的輸出電流目標值為Ia*，第一電容器的靜電電容為Ca，AC電力的電壓值為Va，DC電源側的電壓為Vdc且拉普拉斯算子為s的情況下，控制單元為濾波器電路和DC/AC逆變器之間的電路連接點處的DC/AC逆變器設定AC輸出電流目標值Iinv*，如下:
[0044]Iinv* = Ia*+s CaVa,
[0045]在AC電抗器的阻抗為Za的情況下，控制單元為電路連接點的DC/AC逆變器設定AC輸出電壓目標值Vinv*，如下:
[0046]Vinv* = Va+ZaIinv*，
[0047]控制單元設定DC/AC逆變器的AC輸出電壓目標值Vinv*的絕對值和電壓Vdc中的較大的一個，作為DC/DC轉換器的輸出電壓目標值Vo*，以及
[0048]在第二電容器的靜電電容為C的情況下，控制單元為DC/DC轉換器設定電流目標值I in*，如下:
[0049]Iin*= {(Iinv*XVinv*) + (s C Vo*) XVo*}/Vdc。
[0050]上述(2)的轉換裝置是示出實現(I)的轉換裝置的更具體的控制方式的示例。在用于DC/DC轉換器的電流目標值Iin*中，全部反映出AC電力的電壓，由于流過AC電抗器的電流及其阻抗造成的電壓變化，流過第一和第二電容器的無功電流以及DC電力的電壓。因此，無論DC電源的電壓如何變化或AC輸出電流如何變化，都可不斷輸出與AC輸出電流同步的電力。因此，DC/DC轉換器和DC/AC逆變器可執行從AC至DC的轉換，同時執行高頻切換最小所需次數。因此，可大幅降低半導體切換元件中的切換損耗以及AC電抗器和DC電抗器中的鐵損耗，且可實現高轉換效率。而且，輸出的AC電力具有高質量，且可獲得用于與商業系統互連的具有足夠小失真的電流。
[0051]替換拉普拉斯算子S，在采用相對于時間t求導數的情況下，上述表達式如下表示。
[0052]Iinv* = Ia*_CaX (d Va/dt)
[0053]Iin*= {(Iinv* X Vinv*)+CX (d Vo*/dt) X Vo*}/Vdc
[0054]通過預先測量轉換裝置中的功耗PLQSS，也可通過下述表達式表示電流目標值Iin*。
[0055]Iin*= {(Iinv* X Vinv*)+CX (d Vo*/dt) X Vo*+Ploss}/Vdc
[0056]在這種情況下，能通過考慮功耗Plqss而更嚴格地計算Iin*的值。
[0057](3)在(2)的轉換裝置中，DC/DC轉換器可包括DC電抗器，且在DC電源的電壓為Vg，DC電抗器的阻抗為Z，且DC/DC轉換器的電流值為Iin的情況下，(Vg-ZIin)可用作電壓VDC。
[0058](4)對于DC/DC轉換器的電流值Iin來說，可采用電流傳感器的檢測值(DC電抗器的電流檢測值)或通過I i η V* X V i n v*/Vg獲得的計算值。
[0059]在上述(3)和(4)的情況下，因為也考慮由DC電抗器的電流和阻抗造成的電壓降，因此能不斷地執行精確控制，無論流過DC/DC轉換器的電流如何改變。
[0060](5)在(I)至(4)的任一的轉換裝置中，DC/AC逆變器可基于在基于DC/AC逆變器的AC輸出電流的目標值和檢測值的參考值，以及DC/DC轉換器的輸出電壓目標值之間的比較得以控制，且DC/DC轉換器可基于在基于DC/DC轉換器的電流目標值和檢測值的參考值，以及DC/DC轉換器的輸出電壓目標值之間的比較而得以控制。
[0061 ]因此，DC/AC逆變器和DC/DC轉換器基于相同電壓目標值得以控制，借此可降低AC輸出電流的失真率。
[0062](6)AC電源可并聯連接至負載。
[0063]如上述(6)配置的轉換裝置將從DC電源提供的電力轉換成AC電力，執行與諸如商用電力系統的AC電源互連的并行操作，且由此將AC電源提供至負載。
[0064](7)DC電源可以是DC負載，負載可以是AC電源，且電力可從AC電源提供至DC負載。
[0065]如上述(7)配置的轉換裝置可執行從AC至DC的轉換。
[0066]在從AC至DC的轉換中，DC/AC逆變器操作為AC/DC轉換器。DC/DC轉換器操作為DC/DC轉換器，其中電流在相反于從DC至AC的轉換的方向的方向上流動。而且在從AC至DC的轉換中，AC/DC轉換器以及DC/DC轉換器執行高頻切換最小所需次數。因此，可大幅降低半導體切換元件中的切換損耗以及AC電抗器和DC電抗器中的鐵損耗，且可實現高轉換效率。
[0067]在(2)中的計算表達式中，如果輸出電流目標值Ia*的相位被反轉，則獲得用于給定從AC至DC的轉換中的目標值的表達式。在這種情況下，用于DC/DC轉換器的電流目標值Iin*相對于DC電壓Vg為負。因此，實際上，(I)至(7)中所述的轉換裝置允許通過公共裝置進行DC至AC的轉換以及AC至DC的轉換。
[0068](8)希望SiC元件用于DC/DC轉換器以及DC/AC逆變器中包括的至少一個半導體切換元件。
[0069]在(I)至(7)的任一中所述的轉換裝置中，可通過減少高頻切換的次數降低半導體元件中的切換損耗以及DC電抗器和AC電抗器中的鐵損耗，但是不能降低半導體元件中的傳導損耗。在這點上，采用SiC元件作為半導體元件能降低傳導損耗。因此，如果將SiC元件用于(I)至(7)的任一中的轉換裝置，則可通過它們之間的協同實現高轉換效率。
[0070][實施例的細節]
[0071 ]以下將參考附圖詳細說明本發明的實施例。
[0072]〈〈具有系統互連功能的DC至AC轉換裝置》
[0073]首先，將詳細說明具有系統互連功能的DC至AC轉換裝置(以下簡稱為逆變器裝置)。
[0074][1.第一實施例]
[0075][1.1總體構造]
[0076]圖1是示出包括根據第一實施例的逆變器裝置的系統的示例的框圖。在圖1中，作為DC電源的光伏板2連接至逆變器裝置I的輸入端，且AC商用電力系統3(AC系統)連接至逆變器裝置I的輸出端。這種系統執行互連操作以將光伏板2產生的DC電力轉換成AC電力并將AC電力輸出至商用電力系統3。
[0077]逆變器裝置I包括接收從光伏板2輸出的DC電力的升壓電路(DC/DC轉換器)10，將從升壓電路10給出的電力轉換成AC電力并將AC電力輸出至商用電力系統3的逆變器電路(DC/AC逆變器)11，以及控制這些電路1和11的操作的控制單元12。
[0078]圖2是逆變器裝置I的電路圖的示例。
[0079]升壓電路10包括DC電抗器15，二極管16以及由絕緣柵雙極晶體管(IGBT)等組成的切換元件Qb，從而形成升壓斬波器電路。
[0080]升壓電路10的輸入側上，提供第一電壓傳感器17，第一電流傳感器18以及用于平滑的電容器26。
[0081]第一電壓傳感器17檢測從光伏板2輸出的DC電力的DC輸入電壓檢測值Vg(DC輸入電壓值)且隨后輸入至升壓電路10，且將DC輸入電壓檢測值Vg輸出至控制單元12。第一電流傳感器18檢測DC電抗器15中流動的電流的升壓電路電流檢測值Iin(DC輸入電流值)，且將升壓電路電流檢測值Iin輸出至控制單元12。為了檢測DC輸入電流檢測值Ig，電流傳感器進一步提供在電容器26的之前的級中。
[0082]控制單元12具有計算來自DC輸入電壓檢測值Vg的輸入功率Pin以及升壓電路電流檢測值Iin并對光伏板2執行最大功率點追蹤(MPPT)控制的功能。
[0083]如下所述，控制升壓電路10的切換元件Qb以便最小化切換元件Qb執行切換操作的次數以及逆變器電路11執行切換操作的次數以及產生停止時段的總和。因此，在其中升壓電路10中執行切換操作的時段期間，升壓電路10將升壓電力輸出至逆變器電路11，且在其中停止切換操作的時段期間，升壓電路10在不對其DC輸入電壓值進行升壓的情況下，將從光伏板2輸出的DC電力輸出至逆變器電路11且隨后輸入至升壓電路10。
[0084]用于平滑的電容器19(平滑電容器)連接在升壓電路10和逆變器電路11之間。
[0085]逆變器電路11包括各由場效應晶體管(FET)組成的切換元件Ql至Q4。切換元件Ql至Q4形成全橋電路。
[0086]切換元件Ql至Q4連接至控制單元12，且通過控制單元12進行控制。控制單元12執行切換元件Ql至Q4的操作的PffM控制。由此，逆變器電路11將從升壓電路10給出的電力轉換成AC電力。
[0087]逆變器裝置I包括逆變器電路11和商用電力系統3之間的濾波器電路21。
[0088]濾波器電路21由兩個AC電抗器22以及在AC電抗器22之后的級中提供的電容器23(輸出平滑電容器)組成。濾波器電路21具有移除從逆變器電路11輸出的AC電力中包含的高頻分量的功能。將已經通過濾波器電路21移除了高頻分量的AC電力賦予商用電力系統3。
[0089]因此，升壓電路10和逆變器電路11形成轉換單元，其從將光伏板2輸出的DC電力轉換成AC電力并將轉換的AC電力經由濾波器電路21輸出至商用電力系統3。
[0090]用于檢測作為逆變器電路11的輸出的電流值的逆變器電流檢測值IirnKAC電抗器22中流動的電流)的第二電流傳感器24連接至濾波器電路21。用于檢測商用電力系統3—側上的電壓值(系統電壓檢測值Va)的第二電壓傳感器25連接在濾波器電路21和商用電力系統3之間。
[0091]第二電流傳感器24和第二電壓傳感器25分別將檢測的逆變器電流檢測值Iinv以及檢測的系統電壓檢測值Va(AC系統的電壓值)輸出至控制單元12。雖然第二電流傳感器24如圖2中所示提供在電容器23之前的級處，但是用于檢測逆變器裝置I的輸出電流的第三電流傳感器可添加到電容器23之后的級處。
[0092]控制單元12基于系統電壓檢測值Va，逆變器電流檢測值Iinv，DC輸入電壓檢測值Vg以及升壓電路電流檢測值Iin控制升壓電路10以及逆變器電路11。
[0093][1.2控制單元]
[0094]圖3是控制單元12的框圖。如圖3中所示，控制單元12功能上具有控制處理單元30，升壓電路控制單元32，逆變器電路控制單元33以及平均處理單元34。
[0095]控制單元12的某些或所有功能可被配置為硬件電路，或可通過由計算機執行的軟件(計算機程序)實現。這種用于實現控制單元12的功能的軟件(計算機程序)存儲在計算機的存儲裝置(未示出)中。
[0096]升壓電路控制單元32基于目標值以及從控制處理單元30給出的檢測值控制升壓電路1的切換元件Qb，由此使升壓電路1輸出具有對應于目標值的電流的功率。
[0097]逆變器電路控制單元33基于目標值以及從控制處理單元30給出的檢測值控制逆變器電路11的切換元件QI至Q4，由此使逆變器電路11輸出具有對應于目標值的電流的功率。
[0098]控制處理單元30接收DC輸入電壓檢測值Vg，升壓電路電流檢測值Iin，系統電壓檢測值Va以及逆變器電流檢測值Iinv。
[0099]控制處理單元30由DC輸入電壓檢測值Vg以及升壓電路電流檢測值Iin計算輸入功率Pin及其平均值〈Pin〉。
[0100]控制處理單元30具有基于輸入功率平均值〈Pin〉設定DC輸入電流目標值Ig*(其將在下文說明)，且對光伏板2執行MPPT控制且對升壓電路10和逆變器電路11執行反饋控制的功能。
[0101]將DC輸入電壓檢測值Vg以及升壓電路電流檢測值Iin賦予平均處理單元34以及控制處理單元30。
[0102]平均處理單元34具有以預定時間間隔采樣從第一電壓傳感器17以及第一電流傳感器18給出的DC輸入電壓檢測值Vg以及升壓電路電流檢測值Iin，計算它們相應的平均值且將平均的DC輸入電壓檢測值Vg以及平均的升壓電路電流檢測值Iin賦予控制處理單元30的功能。
[0103]圖4是示出DC輸入電壓檢測值Vg以及升壓電路電流檢測值Iin中的時間變化的仿真結果的示例的曲線圖。
[0104]DC輸入電流檢測值Ig是相對于電容器26的輸入側上檢測的電流值。
[0105]如圖4中所示，發現DC輸入電壓檢測值Vg，升壓電路電流檢測值Iin以及DC輸入電流檢測值Ig在系統電壓的半循環中改變。
[0106]如圖4中所示的DC輸入電壓檢測值Vg以及DC輸入電流檢測值Ig時段性變化的原因如下。即，升壓電路電流檢測值Iin根據升壓電路10以及逆變器電路11的操作，在幾乎OA以及AC循環的半循環中的峰值之間大幅改變。因此，不能通過電容器26完全移除改變分量，且DC輸入電流檢測值Ig檢測作為在AC循環的半循環中改變的分量的脈動電流。另一方面，光伏板的輸出電壓取決于輸出電流改變。
[0107]因此，發生在DC輸入電壓檢測值Vg中的時段改變的循環是從逆變器裝置I輸出的AC電力的半循環。
[0108]平均處理單元34平均DC輸入電壓檢測值Vg以及升壓電路電流檢測值Iin以便抑制上述時段變化的影響。
[0109]圖5是示出其中平均處理單元34平均DC輸入電壓檢測值Vg的方式的示意圖。
[0110]平均處理單元34在從時間tl至時間t2的時段L期間以預定時間間隔At多次(在由圖5中的實點表示的時間)采樣給定的DC輸入電壓檢測值Vg，且計算已經獲得的多個DC輸入電壓檢測值Vg的平均值。
[0111]這里，平均處理單元34將時段L設定為商用電力系統3的循環長度的一半。此外，平均處理單元34將時間間隔△ t設定為足夠短于商用電力系統3的循環長度的一半。
[0112]因此，平均處理單元34利用盡可能短的采樣時段可精確地獲得與商用電力系統3的循環同步時段性改變的DC輸入電壓檢測值Vg的平均值。
[0113]采樣的時間間隔At例如可設定為商用電力系統3的循環的1/100至1/1000，或20
微秒至200微秒。
[0114]平均處理單元34可預先存儲時段L，或從第二電壓傳感器25獲得系統電壓檢測值Va并基于商用電力系統3的循環設定時段L。
[0115]這里，時段L設定為商用電力系統3的循環長度的一半。如果時段L設定為商用電力系統3的循環的一半，則至少可精確地計算DC輸入電壓檢測值Vg的平均值。這是因為DC輸入電壓檢測值Vg根據上述升壓電路10以及逆變器電路11的操作而在商用電力系統3的半循環中時段改變。
[0116]因此，如果需要將時段L設定得較長，則時段L可設定為商用電力系統3的半循環的整數倍，例如商用電力系統3的半循環的三或四倍。因此，可在循環的基礎上抓取電壓變化。
[0117]如上所述，與DC輸入電壓檢測值Vg相同，升壓電路電流檢測值Iin也在商用電力系統3的半循環中時段改變。
[0118]因此，平均處理單元34也通過與圖5中所示的DC輸入電壓檢測值Vg中相同的方法計算升壓電路電流檢測值Iin的平均值。
[0119]控制處理單元30順序計算每個時段L的DC輸入電壓檢測值Vg的平均值以及升壓電路電流檢測值Iin的平均值。
[0120]平均處理單元34將DC輸入電壓檢測值Vg的計算的平均值以及升壓電路電流檢測值I in的計算的平均值賦予控制處理單元30。
[0121]在本實施例中，如上所述，平均處理單元34計算DC輸入電壓檢測值Vg的平均值(DC輸入電壓平均值<Vg>)以及升壓電路電流檢測值Iin的平均值(升壓電路電流平均值〈Iin>)，且利用這些值，控制處理單元30控制升壓電路10以及逆變器電路11，同時對光伏板2執行MPPT控制。因此，即使來自光伏板2的DC電流改變而不穩定，控制單元12也可精確地獲得光伏板2的輸出作為DC輸入電壓平均值<Vg>以及升壓電路電流平均值<Iin>，其中已經移除了由于逆變器裝置I的操作引起的變化分量。因此，變得能夠適當執行MPPT控制并有效抑制光伏板2的發電效率的降低。
[0122 ]如上所述，在從光伏板2輸出的DC電力的電壓(DC輸入電壓檢測值Vg)或電流(升壓電路電流檢測值Iin)由于逆變器裝置I的操作而變化的情況下，變化的循環與從逆變器電路11輸出的AC電力的半循環(商用電力系統3的半循環)一致。
[0123]在這點上，在本實施例中，DC輸入電壓檢測值Vg以及升壓電路電流檢測值Iin在設定為商用電力系統3的循環長度的一半的時段L期間以短于AC系統的半循環的時間間隔At被采樣多次，且從采樣結果計算DC輸入電壓平均值<Vg>以及升壓電路電流平均值<Iin>。因此，即使時段改變的DC電流的電壓和電流，DC輸入電壓平均值<Vg>以及升壓電路電流平均值<Iin>也可以利用盡可能縮短的采樣時段而被精確地計算。
[0124]控制處理單元30基于上述輸入功率平均值〈Pin〉設定DC輸入電流目標值Ig*，并基于設定的DC輸入電流目標值Ig*以及上述數值為升壓電路10和逆變器電路11計算相應目標值。
[0125]控制處理單元30具有將計算的目標值賦予升壓電路控制單元32以及逆變器電路控制單元33并對升壓電路1和逆變器電路11執行反饋控制的功能。
[0126]圖6是用于解釋通過控制處理單元30對升壓電路10以及逆變器電路11進行反饋控制的控制框圖。
[0127]控制處理單元30包括用于控制逆變器電路11的作為功能部的第一計算部41，第一加法器42，補償器43以及第二加法器44。
[0128]此外，控制處理單元30包括用于控制升壓電路10的作為功能部的第二計算部51，第三加法器52，補償器53以及第四加法器54。
[0129]圖7是示出用于升壓電路10以及逆變器電路11的控制處理的流程圖。圖6中所示的功能部通過執行圖7中的流程圖中所示的處理控制升壓電路10以及逆變器電路11。
[0130]以下將參考圖7說明升壓電路10以及逆變器電路11的控制處理。
[0131]首先，控制處理單元30計算當前輸入功率平均值〈Pin〉(步驟S9)，且將當前輸入功率平均值〈Pin〉與已經預先計算的輸入功率平均值〈Pin〉進行比較，從而設定DC輸入電流目標值Ig*(步驟SI)。基于以下表達式(I)計算輸入功率平均值〈Pin〉。
[0132]輸入功率平均值<Pin>=〈IinXVg>...(I)
[0133]在表達式(I)中，Iin是升壓電路電流檢測值，且Vg是DC輸入電壓檢測值(DC輸入電壓值)。對于這些數值來說，采用作為通過平均處理單元34平均的數值的DC輸入電壓平均值<Vg>以及升壓電路電流平均值〈I in〉。
[0134]在除了表達式(I)以及與下文所示的控制有關之外的各個表達式中，沒有被平均的瞬時值用于升壓電路電流檢測值Iin以及DC輸入電壓檢測值Vg。
[0135]符號"?"表示括號中的數值的平均值。這同樣適用于下文。
[0136]控制處理單元30將設定的DC輸入電流目標值Ig*賦予第一計算部41。
[0137]與DC輸入電流目標值Ig*相同，將DC輸入電壓檢測值Vg以及系統電壓檢測值Va賦予第一計算部41。
[0138]第一計算部41基于以下表達式(2)為逆變器裝置I計算輸出電流目標值的平均值〈Ia*>。
[0139]輸出電流目標值的平均值<Ia*> = n〈Ig*XVg>/〈Va>...(2)
[0140]其中η是代表逆變器裝置I的轉換效率的常數。
[0141]而且，第一計算部41基于以下表達式(3)計算輸出電流目標值Ia*(步驟S2)。
[0142]這里第一計算部41將輸出電流目標值Ia*計算為具有與系統電壓檢測值Va的相位相同的正弦波。
[0143]輸出電流目標值Ia*= (/"2) X <Ia*> X sin ω t...(3)
[0144]如上所述，第一計算部41基于輸入功率平均值<Pin>(DC電力的輸入功率值)以及系統電壓檢測值Va計算輸出電流目標值Ia*。
[0145]隨后，第一計算部41計算作為用于控制逆變器電路11的電流目標值的逆變器電流目標值Iinv*(用于逆變器電路的電流目標值)，如以下表達式(4)所示(步驟S3)。
[0146]逆變器電流目標值Iinv*= Ia*+s CaVa...(4)
[0147]在表達式(4)中，Ca是電容器23(輸出平滑電容器)的靜電電容，且s是拉普拉斯算子。
[0148]上述表達式(4)利用相對于時間t的導數而如下表達。
[0149]Iinv* = Ia*+CaX (d Va/dt)...(4a)
[0150]如果檢測到流過電容器23的電流且檢測到的電流由Ica表示，則獲得以下表達式。
[0151]Iinv* = Ia*+1ca...(4b)
[0152]在表達式(4)，(4a)以及(4b)中，右手側的第二項是考慮流過濾波器電路21的電容器23的電流而加入的值。
[0153]輸出電流目標值IaH十算為具有與系統電壓檢測值Va的相位相同的正弦波，如上述表達式(3)所示。即，控制處理單元30控制逆變器電路11以便從逆變器裝置I輸出的AC電力的電流Ia(輸出電流)具有與系統電壓(系統電壓檢測值Va)相同的相位。
[0154]在計算逆變器電流目標值Iinv*之后，第一計算部41將逆變器電流目標值Iinv*賦予第一加法器42。
[0155]逆變器電路11基于逆變器電流目標值Iinv*經歷反饋控制。
[0156]與逆變器電流目標值Iinv*相同，將當前逆變器電流檢測值Iinv賦予第一加法器42 ο
[0157]第一加法器42計算逆變器電流目標值Iinv*以及當前逆變器電流檢測值Iinv之間的差，并將計算結果賦予補償器43。
[0158]當被賦予差時，補償器43基于比例系數等執行計算，且進一步通過第二加法器44加系統電壓Va，由此計算逆變器電壓參考值Vinv#，其使得差被匯聚，因此逆變器電流檢測值Iinv變成逆變器電流目標值Iinv*。通過將逆變器電壓參考值Vinv#與用于第一計算部41給出的DC/DC轉換器的輸出電壓目標值Vo*進行比較獲得的控制信號被賦予逆變器電路控制單元33，由此逆變器電路11輸出依照逆變器電壓參考值Vinv#的電壓。
[0159]將從逆變器電路11輸出的電壓賦予AC電抗器22，且隨后反饋作為新的逆變器電流檢測值Iinv。隨后，通過第一加法器42再次計算逆變器電流目標值Iinv*和逆變器電流檢測值Iinv之間的差，且基于如上所述的差控制逆變器電路11。
[0160]如上所述，逆變器電路11基于逆變器電流目標值Iinv*和逆變器電流檢測值Iinv經歷反饋控制(步驟S4)。
[0161]另一方面，通過第一計算部41計算的逆變器電流目標值Iinv*，以及DC輸入電壓檢測值Vg和系統電壓檢測值Va賦予第二計算部51。
[0162]第二計算部51基于下述表達式(5)計算逆變器輸出電壓目標值Vinv*(用于逆變器電路的電壓目標值)(步驟S5)。
[0163]逆變器輸出電壓目標值Vinv* = Va+ZaIinv*...(5)
[0164]在表達式(5)中，Za是AC電抗器的阻抗，且下文的s是拉普拉斯算子。
[0165]上述表達式(5)利用相對于時間t的導數而如下表述。
[0166]Vinv* = Va+RaIinv*+LaX (d Iinv*/dt)...(5a)
[0167]其中Ra是AC電抗器的電阻，La是AC電抗器的電感，且滿足(Za = Ra+sLa)。
[0168]表達式(5)中右手側的第二項以及表達式(5a)中右手側的第二項以及第三項是考慮到AC電抗器22的兩端之間產生的電壓而加入的值。
[0169]因此，在本實施例中，基于作為用于控制逆變器電路11的電流目標值的逆變器電流目標值Vinv*設定逆變器輸出電壓目標值Vinv*，使得從逆變器裝置I輸出的AC電力的電流具有與系統電壓檢測值Va相同的相位。
[0170]如上所述，作為AC側上的目標值的用于逆變器電路11的輸出目標值(Iinv*，Vinv*)設定在逆變器電路11的電橋輸出端，即逆變器電路11和濾波器電路21之間的電路連接點P處。因此，執行系統互連以便設定目標值的點移動至原始系統互連點(商用電力系統3和濾波器電路21之間的電路連接點)之前的級，借此最終實現適當的系統互連。
[0171]在計算逆變器輸出電壓目標值Vinv*之后，第二計算部51將電壓Vg或優選地，作為DC電源側上的電壓Vdc的以下DC電壓Vgf與逆變器輸出電壓目標值Vinv*的絕對值進行比較，且如下述表達式(6)所示，將較大的一個確定為升壓電路電壓目標值Vo*(步驟S6) AC電壓Vgf是通過對Vg考慮由于DC電抗器15的阻抗Z造成的電壓降而計算的電壓，且在升壓電路電流由I in表示的情況下，Vgf表示為Vgf = Vg-ZI in。因此，Vo*可如下表達。
[0172]Vo*=Max(Vg_ZIin，Vinv*的絕對值)...(6)
[0173]利用相對于時間t的導數如下表達上述表達式(6)。
[0174]Vo*=Max(Vg_(RIin+L(d Iin/dt) ,Vinv*的絕對值)...(6a)
[0175]其中R是DC電抗器的電阻，L是DC電抗器的電感，且滿足(Z = R+sL)。
[0176]而且，第二計算部51基于以下表達式(7)計算升壓電路電流目標值Iin*(步驟S7)。
[0177]升壓電路電流目標值Iin*={(Iinv* X Vinv*) + (s C Vo*) X Vo*}/(Vg_ZIin)...(7)
[0178]在表達式(7)中，C是電容器19(平滑電容器)的靜電電容，且s是拉普拉斯算子。
[0179]利用相對于時間t的導數如下表達上述表達式(7)。
[0180]Iin*={(Iinv*XVinv*)+CX(d Vo*/dt)XVo*}/{Vg-(R+sL)Iin}...(7a)
[0181]如果檢測到流過電容器19的電流且檢測的電流由Ic表示，則獲得以下表達式。
[0182]Iin*= {(Iinv* X Vinv*)+Ic X Vo*}/{Vg-ZIin}...(7b)
[0183]在表達式(7)，( 7a)以及(7b)中，加入逆變器電流目標值I inv*以及逆變器輸出電壓目標值Vinv*的乘積的項是考慮到通過電容器19的無功功率而加入的數值。即，除了用于使得Iin*的數值的更精確計算的逆變器電路11的功率目標值之外，還考慮了無功功率。
[0184]而且，如果預先測量逆變器裝置I的功耗PLQSS，則可如下表達上述表達式(7a)。
[0185]Iin*= {(Iinv* X Vinv*)+CX (d Vo*/dt) X Vo*+Ploss}/{Vg-ZIin}...(7c)
[0186]類似地，可如下表達上述表達式(7b)。
[0187]Iin*= {(Iinv* X Vinv*)+Ic X Vo*+Ploss}/{Vg-ZIin}...(7d)
[0188]在這種情況下，除了逆變器11的功率目標值之外還考慮無功功率以及功耗Ploss，使得更嚴謹地計算I in*的值。
[0189]如果電容器19的靜電電容C以及功耗Plqss遠小于(Iinv*XVinv*)，則獲得以下表達式(8)。通過此表達式(8)計算的Iin*可用作表達式(6)，(6a)，(7)，(7a)，(7b)，(7c)以及(7d)的右手側中包含的Iin。
[0190]升壓電路電流目標值Iin*= (Iinv*XVinv*)/Vg...(8)
[0191 ]在計算升壓電路電流目標值Iin*之后，第二計算部51將升壓電路電流目標值Iin*賦予第三加法器52。
[0192]升壓電路10基于升壓電路電流目標值Iin*經歷反饋控制。
[0193]與升壓電路電流目標值Iin*相同，將當前升壓電路電流檢測值Iin賦予第三加法器52。
[0194]第三加法器52計算升壓電路電流目標值Iin*以及當前升壓電路電流檢測值Iin之間的差，且將計算結果賦予補償器53。
[0195]當給出上述差時，補償器53基于比例系數等執行計算，且進一步通過第四加法器54從DC輸入電壓檢測值Vg減去結果值，由此計算使得差被匯聚的升壓電路電壓參考值Vbc#，以便升壓電路電流檢測值Iin變成升壓電路電流目標值Iin*。通過將升壓電路電壓參考值Vbc#與用于第一計算部41給出的DC/DC轉換器的輸出電壓目標值Vo*進行比較而獲得的控制信號賦予升壓電路控制單元32，由此使升壓電路10根據升壓電路電壓參考值Vbc#輸出電壓。
[0196]將從升壓電路10輸出的電力賦予DC電抗器15，且隨后反饋作為新的升壓電路電流檢測值Iin。隨后，通過第三加法器52再次計算升壓電路電流目標值Iin*以及升壓電路電流檢測值Iin之間的差，且基于如上所述的差控制升壓電路10。
[0197]如上所述，升壓電路10基于升壓電路電流目標值Iin*以及升壓電路電流檢測值
Iin經歷反饋控制(步驟S8)。
[0198]在上述步驟S8之后，控制處理單元30基于上述表達式(I)計算當前輸入功率平均值〈Pin〉(步驟 S9)。
[ΟΙ"] 基于與已經預先計算的輸入功率平均值〈Pin〉進行的比較，控制處理單元30設定DC輸入電流目標值Ig*，以便輸入功率平均值〈Pin〉變成最大值(跟隨最大功率點)。
[0200]因此，控制處理單元30控制升壓電路10和逆變器電路11，同時對光伏板2執行MPPT控制。
[0201]如上所述，控制處理單元30通過電流目標值對逆變器電路11以及升壓電路10執行反饋控制。
?0202] 圖8是其中(a)示出通過控制處理單元30進行的上述反饋控制中計算的升壓電路電流目標值Iin*的仿真結果的示例以及當根據升壓電路電流目標值Iin*執行控制時獲得的升壓電路電流檢測值Iin，以及(b)示出通過控制處理單元30進行的上述反饋控制中計算的升壓電路電壓目標值Vo*的仿真結果的示例以及當根據升壓電路電壓目標值Vo*執行控制時獲得的升壓電路電壓檢測值Vo的曲線圖。
[0203]如圖8的(a)中所示，發現升壓電路電流檢測值Iin通過控制處理單元30沿升壓電路電流目標值Iin*加以控制。
[0204]如圖8的(b)中所示，因為通過上述表達式(6)計算升壓電路電壓目標值Vo*，升壓電路電壓目標值Vo*變化以便在其中逆變器輸出電壓目標值Vinv*的絕對值通常等于或大于DC輸入電壓檢測值Vg的時段期間跟隨逆變器輸出電壓目標值Vinv*的絕對值，且在另一時段期間跟隨DC輸入電壓檢測值Vg。
[0205]發現升壓電路電壓檢測值Vo通過控制處理單元30沿升壓電路電壓目標值Vo*加以控制。
[0206]圖9是示出逆變器輸出電壓目標值Vinv*的示例的示意圖。在圖9中，垂直軸表示電壓且水平軸表示時間。虛線表示商用電力系統3的電壓波形，且實線表示逆變器輸出電壓目標值V i η V*的波形。
[0207]逆變器電路11利用圖9中所為電壓目標值的逆變器輸出電壓目標值Vinv*通過根據圖7中的流程圖的控制輸出功率。
[0208]因此，逆變器電路11輸出具有根據圖9中所示的逆變器輸出電壓目標值Vinv*的波形的電壓的功率。
[0209]如圖9中所示，兩個波形具有幾乎相同的電壓值和相同的頻率，但是逆變器輸出電壓目標值Vinv*的相位領先商用電力系統3的電壓的相位幾度。
[0210]如上所述，本實施例的控制處理單元30致使逆變器輸出電壓目標值Vinv*的相位領先商用電力系統3的電壓的相位約三度，同時對升壓電路10和逆變器電路11執行反饋控制。
[0211]致使逆變器輸出電壓目標值Vinv*的相位領先商用電力系統3的電壓的相位的角度可以為幾度，且如下所述，角度設定在這種范圍內:即與商用電力系統3的電壓波形的差的電壓波形的相位領先商用電力系統3的電壓波形的相位90度。例如，相位超前角度設定為大于O度且小于10度。
[0212]相位超前角度由如上述表達式(5)所示的系統電壓檢測值Va，AC電抗器22的電感La，以及逆變器電流目標值Iinv*確定。在這些數值中，系統電壓檢測值Va以及AC電抗器22的電感La是固定值，它們不是控制目標。因此，相位超前角度由逆變器電流目標值Iinv*確定。
[0213]逆變器電流目標值I i n v*由如上述表達式(4)示出的輸出電流目標值I a*確定。隨著輸出電流目標值Ia*增大，逆變器電流目標值I inv*的相位超前分量增大，且逆變器輸出電壓目標值Vinv*的超前角(相位超前角)增大。
[0214]因為通過上述表達式(2)計算輸出電流目標值Ia*，因此通過DC輸入電流目標值Ig*調整相位超前角。
[0215][1.3對于升壓電路和逆變器電路的控制]
[0216]升壓電路控制單元32控制升壓電路10的切換元件Qb。逆變器電路控制單元33控制逆變器電路11的切換元件Ql至Q4。
[0217]升壓電路控制單元32和逆變器電路控制單元33分別產生升壓電路載波和逆變器電路載波，且分別利用作為從控制處理單元30給出的目標值的升壓電路電壓參考值Vbc#以及逆變器電壓參考值Vinv#調制它們的載波，從而產生用于驅動各個切換元件的驅動波形。
[0218]升壓電路控制單元32以及逆變器電路控制單元33基于驅動波形控制各個切換元件，由此使升壓電路10以及逆變器電路11分別輸出具有接近升壓電路電流目標值Iin*以及逆變器電流目標值I inv*的電流波形的AC電力。
[0219]在圖10中，(a)是示出升壓電路載波以及升壓電路電壓參考值Vbc#的波形之間的比較的曲線圖。在圖10的(a)中，垂直軸表示電壓且水平軸表示時間。在圖10的(a)中，為了有助于理解，升壓電路載波的波長與實際波長相比被延長。
[0220]通過升壓電路控制單元32產生的升壓電路載波是具有“O”的最小值的三角波，且具有在從控制處理單元30給出的升壓電路電壓目標值Vo*處設定的幅值Al。
[0221]升壓電路載波的頻率根據來自控制處理單元30的控制命令而通過升壓電路控制單元32設定，以便實現預定占空比。
[0222]如上所述，升壓電路電壓目標值Vo*改變，以便在逆變器輸出電壓目標值Vinv*的絕對值通常等于或大于DC輸入電壓檢測值Vg的時段Wl期間跟隨逆變器輸出電壓目標值Vinv*的絕對值，且在另一時段期間跟隨DC輸入電壓檢測值Vg。因此，升壓電路載波的幅值Al也根據升壓電路電壓目標值Vo*改變。
[0223]在本實施例中，DC輸入電壓檢測值Vg是250伏特，且商用電力系統3的電壓幅值是288伏特。
[0224]升壓電路電壓參考值Vbc#的波形(以下可稱為升壓電路參考波Vbc#)對應于通過控制處理單元30，基于升壓電路電流目標值Iin*計算的數值，且在其中逆變器輸出電壓目標值Vinv*的絕對值大于DC輸入電壓檢測值Vg的時段Wl期間具有正的數值。在時段W期間，升壓電路參考波Vbc#具有接近由升壓電路電壓目標值Vo*建立的波形的形狀的波形，且橫跨升壓電路載波。
[0225]升壓電路控制單元32比較升壓電路載波和升壓電路參考波Vbc#，并產生用于驅動切換元件Qb的驅動波形，以便在其中作為用于DC電抗器15的兩端之間的電壓的目標值的升壓電路參考波Vbc#等于或大于升壓電路載波的時段期間啟動，且在其中升壓電路參考波Vbc#等于或小于載波的時段期間關閉。
[0226]在圖10中，(b)示出由升壓電路控制單元32產生的用于驅動切換元件Qb的驅動波形。在圖10的(b)中，垂直軸表示電壓且水平軸表示時間。圖10的(b)中的水平軸與圖10的(a)中的一致。
[0227]驅動波形表示切換元件Qb的切換操作。當將驅動波形賦予切換元件Qb時，致使切換元件Qb根據驅動波形執行切換操作。當電壓為O伏特時，驅動波形形成關閉切換元件的控制命令，且當電壓為正電壓時，啟動切換元件。
[0228]升壓電路控制單元32產生驅動波形以便在其中逆變器輸出電壓目標值Vinv*的絕對值等于或大于DC輸入電壓檢測值Vg的時段Wl期間執行切換操作。因此，在其中絕對值等于或小于DC輸入電壓檢測值Vg的范圍內，控制切換元件Qb以停止切換操作。
[0229]通過作為三角波的升壓電路載波的截距確定各個脈沖寬度。因此，脈沖寬度在電壓較高的部分較大。
[0230]如上所述，升壓電路控制單元32借助升壓電路參考波Vbc#調制升壓電路載波，從而產生代表用于切換的脈沖寬度的驅動波形。升壓電路控制單元32基于所產生的驅動波形對升壓電路1的切換元件Qb執行PffM控制。
[0231]在提供與二極管16并聯的在二極管16的正向上傳導電流的切換元件Qbu的情況下，從用于切換元件Qb的驅動波形反轉的驅動波形被用于切換元件Qbu。為了避免切換元件Qb以及切換元件Qbu同時傳導電流，約I微秒的停滯時間提供在用于切換元件Qbu的驅動脈沖從關閉偏移至開啟的部分處。
[0232]在圖11中，(a)是示出逆變器電路載波以及逆變器電壓參考值Vinv#的波形之間的比較的曲線圖。在圖11的(a)中，垂直軸表示電壓且水平軸表示時間。而且在圖11的(a)中，為了有助于理解，逆變器電路載波的波長與實際波長相比被延長。
[0233]由逆變器電路控制單元33產生的逆變器電路載波是在O伏特處具有幅值中心的三角波，且其一側幅值設定在升壓電路電壓目標值Vo*(用于電容器23的電壓目標值)處。因此，逆變器電路載波具有其中其幅值A2是DC輸入電壓檢測值Vg的兩倍(500伏特)的時段以及其中幅值A2是商用電力系統3的電壓的兩倍(最大576伏特)的時段。
[0234]通過逆變器電路控制單元33，根據來自控制處理單元30等的控制命令設定其頻率，以便實現預定占空比。
[0235]如上所述，升壓電路電壓目標值Vo*改變以在其中逆變器輸出電壓目標值Vinv*的絕對值通常等于或大于DC輸入電壓檢測值Vg的時段Wl期間跟隨逆變器輸出電壓目標值Vinv*的絕對值，且在另一時段，即時段W2期間跟隨DC輸入電壓檢測值Vg。因此，逆變器電路載波的幅值A2也根據升壓電路電壓目標值Vo*改變。
[0236]逆變器電壓參考值Vinv#的波形(以下可稱作逆變器電路參考波Vinv#)對應于通過控制處理單元30，基于逆變器電流目標值Iinv*計算的值，且設定為具有通常與商用電力系統3的電壓幅值(288伏特)相同的幅值。因此，逆變器電路參考波Vinv#在電壓值處于-Vg和+Vg之間的范圍內橫跨升壓電路載波。
[0237]逆變器電路控制單元33將逆變器電路載波與逆變器電路參考波Vinv#進行比較，且產生用于驅動切換元件Ql至Q4的驅動波形，以便在其中作為電壓目標值的逆變器電路參考波Vinv#等于或大于逆變器電路載波的時段期間開啟，且在其中逆變器電路參考波Vinv#等于或小于載波的時段期間關閉。
[0238]在圖11中，(b)示出逆變器電路控制單元33產生的用于驅動切換元件Ql的驅動波形。在圖11的(b)中，垂直軸表示電壓且水平軸表示時間。圖11的(b)中的水平軸與圖11的(a)中的一致。
[0239]逆變器電路控制單元33產生驅動波形以在其中逆變器電路參考波Vinv#的電壓處于-Vg和+Vg之間的范圍W2內執行切換操作。因此，在另一范圍內，控制切換元件Ql以停止切換操作。
[0240]在圖11中，(c)示出由逆變器電路控制單元33產生的用于驅動切換元件Q3的驅動波形。在圖11的(C)中，垂直軸表示電壓且水平軸表示時間。
[0241 ]逆變器電路控制單元33將載波與圖11的(a)中的虛線表示的從逆變器電路參考波Vinv#反轉的波形進行比較，從而產生用于切換元件Q3的驅動波形。
[0242]而且在這種情況下，逆變器電路控制單元33產生驅動波形以便在其中逆變器電路參考波Vinv#的電壓(從逆變器電路參考波Vinv#反轉的波形)處于-Vg和+Vg之間的范圍W2內執行切換操作。因此，在另一范圍內，控制切換元件Q3以停止切換操作。
[0243]逆變器電路控制單元33產生從用于切換元件Ql的驅動波形反轉的波形作為用于切換元件Q2的驅動波形，且產生從用于切換元件Q3的驅動波形反轉的波形作為用于切換元件Q4的驅動波形。
[0244]如上所述，逆變器電路控制單元33利用逆變器電路參考波Vinv#調制逆變器電路載波，從而產生代表用于切換的脈沖寬度的驅動波形。逆變器電路控制單元33基于所產生的驅動波形對逆變器電路11的切換元件Ql至Q4執行PffM控制。
[0245]本實施例的升壓電路控制單元32使升壓電路1輸出功率，以便DC電抗器15中流動的電流與升壓電路電流目標值Iin*—致。因此，使升壓電路10在其中逆變器輸出電壓目標值Vinv*的絕對值通常等于或大于DC輸入電壓檢測值Vg的時段Wl (圖10)中執行切換操作。升壓電路10在時段Wl期間輸出具有等于或大于DC輸入電壓檢測值Vg且接近逆變器輸出電壓目標值V i η V*的電壓的功率。另一方面，在其中逆變器輸出電壓目標值V i η V*的絕對值通常等于或小于DC輸入電壓檢測值Vg的時段期間，升壓電路控制單元32停止升壓電路10的切換操作。因此，在其中絕對值等于或小于DC輸入電壓檢測值Vg的時段期間，升壓電路10在沒有對其DC輸入電壓值進行升壓的情況下將從光伏板2輸出的DC電力輸出至逆變器電路11。
[0246]本實施例的逆變器電路控制單元33使逆變器電路11輸出功率，以便AC電抗器22中流動的電流與逆變器電流目標值I in V*—致。因此，使逆變器電路11在其中逆變器輸出電壓目標值Vinv*通常處于-Vg和+Vg之間的時段W2(圖11)期間執行切換操作。即，使逆變器電路11在其中逆變器輸出電壓目標值Vinv*的絕對值等于或小于DC輸入電壓檢測值Vg的時段期間執行切換操作。
[0247]因此，雖然停止了升壓電路10的切換操作，但是逆變器電路11執行切換操作以輸出接近逆變器輸出電壓目標值Vinv*的AC電力。
[0248]因為逆變器電路參考波Vinv#以及逆變器輸出電壓目標值Vinv*彼此接近，因此它們在圖11的(a)中彼此重疊。
[0249]另一方面，在除了其中逆變器輸出電壓目標值Vinv*的電壓通常處于-Vg和+Vg之間的時段W2之外的時段期間，逆變器電路控制單元33停止逆變器電路11的切換操作。在這個時段期間，將通過升壓電路10升壓的功率賦予逆變器電路U。因此，停止了切換操作的逆變器電路11在沒有降壓其電壓的情況下輸出從升壓電路10給出的功率。
[0250]S卩，本實施例的逆變器裝置I使升壓電路10和逆變器電路11執行切換操作以便在其間交替切換，且彼此重疊它們相應的輸出功率，由此輸出具有接近逆變器輸出電壓目標值Vinv*的電壓波形的AC電力。
[0251]因此，在本實施例中，執行控制以便升壓電路10在輸出對應于其中逆變器輸出電壓目標值Vinv*的絕對值高于DC輸入電壓檢測值Vg的部分的電壓的情況下操作，且逆變器電路11在輸出對應于其中逆變器輸出電壓目標值Vinv*的絕對值低于DC輸入電壓檢測值Vg的部分的電壓的情況下操作。因此，因為逆變器電路11不會降壓已經被升壓電路10升壓的功率，因此可降低電壓的降壓中的電勢差，借此降低了由于升壓電路的切換造成的損耗且可以以提尚的效率輸出AC電力。
[0252]而且，因為升壓電路10以及逆變器電路11都基于通過控制單元12設定的逆變器輸出電壓目標值Vinv*進行操作，因此可抑制輸出以便交替切換的升壓電路的功率以及逆變器電路的功率之間的偏移或失真的發生。
[0253]圖12是示出用于切換元件的參考波和驅動波形的示例，以及從逆變器裝置I輸出的AC電力的電流波形的示例的示意圖。
[0254]圖12從最上側示出用于逆變器電路的參考波Vinv#以及載波，用于切換元件Ql的驅動波形，用于升壓電路的參考波Vbc#以及載波，用于切換元件Qb的驅動波形，以及從逆變器裝置I輸出的AC電力的電流波形的目標值和實際測量值的曲線圖。這些曲線圖的水平軸表示時間且彼此一致。
[0255]如圖12中所示，發現控制輸出電流以便其實際測量值Ia與目標值Ia*—致。
[0256]此外，發現控制其中升壓電路10的切換元件Qb執行切換操作的時段以及其中逆變器電路11的切換元件Ql至Q4執行切換操作的時段以便通常在其間交替切換。
[0257]在本實施例中，如圖8的(a)中所示，控制升壓電路以便DC電抗器15中流動的電流與基于上述表達式(7)計算的電流目標值Iin*—致。因此，升壓電路以及逆變器電路的電壓具有如圖8的(b)中所示的波形，且變得能執行這樣的操作，即升壓電路10以及逆變器電路11的高頻切換操作具有相應的停止時段且切換操作通常交替執行。
[0258]理想地，優選升壓電路10以及逆變器電路11“交替”執行高頻切換，以便它們的高頻切換的相應時段彼此不重疊。但是，實際上，即使兩個時段彼此略微重疊，只要為各個升壓電路10和逆變器電路11提供停止時段，則可降低損耗，致使效率提高。
[0259][1.4輸出的AC電力的電流相位]
[0260]本實施例的升壓電路10以及逆變器電路11將具有接近逆變器輸出電壓目標值Vinv*的電壓波形的AC電力通過控制單元12的控制而輸出至連接在下一級處的濾波器電路21。逆變器裝置I將AC電力經由濾波器電路21輸出至商用電力系統3。
[0261]這里，通過控制處理單元30產生逆變器輸出電壓目標值Vinv*，以便具有如上所述的領先商用電力系統3的電壓相位幾度的電壓相位。
[0262]因此，由升壓電路10以及逆變器電路11輸出的AC電壓也具有領先于商用電力系統3的電壓相位幾度的電壓相位。
[0263]因此，來自升壓電路10以及逆變器電路11的AC電壓施加至濾波器電路21的AC電抗器22(圖2)的一端，且商用電力系統3的電壓施加至另一端。因此，具有彼此偏移幾度的相位的電壓施加至AC電抗器22的相應端。
[0264]在圖13中，(a)是示出從逆變器電路11輸出的AC電壓，商用電力系統3以及AC電抗器22的兩端之間的電壓的電壓波形的曲線圖。在圖13的(a)中，垂直軸表示電壓且水平軸表示時間。
[0265]如圖13的(a)所示，當具有彼此偏移幾度的相位的電壓施加至AC電抗器22的相應端時，AC電抗器22的兩端之間的電壓等于施加至AC電抗器22的相應端并具有彼此偏移幾度的相位的電壓之間的差。
[0266]因此，如圖13的(a)中所示，AC電抗器22兩端之間的電壓相位超前商用電力系統3的電壓相位90度。
[0267]在圖13中，(b)是示出AC電抗器22中流動的電流的波形。在圖13的(b)中，垂直軸表示電流且水平軸表示時間。圖13的(b)中的水平軸與圖13的(a)中的一致。
[0268]AC電抗器22的電流相位落后其電壓相位90度。因此，如圖13的(b)中所示，通過AC電抗器22輸出的AC電力的電流相位與商用電力系統3的電流相位同步。
[0269]因此，雖然從逆變器電路11輸出的電壓的相位超前商用電力系統3的相位幾度，但是從逆變器電路11輸出的電流的相位與商用電力系統3的電流的相位一致。
[0270]因此，如圖12中最下曲線圖所示，從逆變器裝置I輸出的電流波形的相位與商用電力系統3的電壓相位一致。
[0271]因此，可輸出與商用電力系統3的電壓同相的AC電流，借此可抑制AC電力的功率因子的降低。
[0272]在圖22中，(a)是基于上述實施例的逆變器裝置I的AC輸出波形的示例。在這種情況下，升壓電路電流目標值Iin*例如由表達式(7)給出。
[0273]因此，獲得具有與系統電壓同步的正弦波形的AC輸出電流。在這種情況下，功率因子是0.997且總電流失真率是4.6%，且因此它們分別適用于通常設定為0.95或以上且5%或以下的系統互連中的相應標準值。此外，二級失真率為2.6% (適用于3%或以下)，三級失真率為2.9% (適用于3%或以下)，且四級失真率為0.3% (適用于3%或以下)。
[0274]另一方面，圖22的(b)是當根據上述專利文獻2中所述的以下表達式(9)規定的升壓電路電流目標值而控制逆變器裝置I時獲得的AC輸出波形的示例。
[0275]Iin* = Ia*XVa/Vg...(9)
[0276]在這種情況下，AC輸出電流具有明顯失真的峰值波形。功率因子是0.947(不適用于0.95或以上)且總電流失真率為8.3% (不適用于5%或以下)，且因此它們都不適用于系統互連中的上述標準值。此外，二級失真率為3.5% (不適用于3%或以下)，三級失真率為4.3% (不適用于3%或以下)，且五級失真率為4.6% (不適用于3%或以下)。
[0277][2.第二實施例]
[0278]圖14是根據第二實施例的逆變器裝置I的電路圖的示例。
[0279]本實施例和第一實施例之間的差異在于IGBT用作逆變器電路11的切換元件Ql至Q4。其他構造與第一實施例相同。
[0280]在本實施例中，逆變器電路控制單元33采用不同于上述第一實施例中采用的逆變器電路載波的載波。
[0281]圖15是示出第二實施例中的逆變器電路載波以及參考波之間比較的曲線圖。在圖15中，垂直軸表示電壓且水平軸表示時間。
[0282]參考波以及升壓電路載波與第一實施例相同。
[0283]另一方面，本實施例的逆變器電路載波是具有在O伏特處設定的下限值且在升壓電路電壓目標值Vo*處設定的上限值的三角波。
[0284]在這種情況下，逆變器電路控制單元33基于逆變器電路參考波Vinv#以及逆變器電路載波之間的比較產生用于切換元件Ql的驅動波形，且基于由逆變器電路參考波Vinv#反轉的波以及逆變器電路載波之間的比較產生用于切換元件Q3的驅動波形。
[0285]而且在本實施例中，逆變器電路控制單元33(升壓電路控制單元32)將逆變器電路載波(升壓電路載波)與逆變器電路參考波Vinv#進行比較，且產生用于驅動切換元件的驅動波形，以便在其中作為電壓目標值的逆變器電路參考波Vinv#(或從其反轉的波)等于或大于逆變器電路載波(升壓電路載波)的時段期間啟動，且在其中逆變器電路參考波Vinv#(或從其反轉的波)等于或小于載波的時段期間關閉。
[0286]圖16是示出第二實施例中用于切換元件Qb以及Ql至Q4的驅動波形的示例，和從逆變器裝置I輸出的AC電力的電流波形的示例的示意圖。
[0287]圖16從最上側示出用于切換元件Ql的驅動波形，用于切換元件Q4的驅動波形，用于切換元件Q3的驅動波形，用于切換元件Q2的驅動波形，用于切換元件Qb的驅動波形，以及從逆變器裝置I輸出的AC電力的電流波形的曲線圖。這些曲線圖的水平軸表示時間，且彼此一 Sc ο
[0288]在本實施例中，控制切換元件Ql以及切換元件Q3以在逆變器電路參考波Vinv#的電壓處于-Vg和+Vg之間的范圍內執行切換。
[0289]而且在本實施例中，如圖16中所示，發現控制其中升壓電路10的切換元件Qb執行切換操作的時段以及其中逆變器電路11的切換元件Ql至Q4執行切換操作的時段，以便在其間交替切換。
[0290]從本實施例的逆變器裝置I輸出的AC電力的電流波形的相位與商用電力系統3的電壓相位一致，如圖16中所示。因此，如同上述第一實施例，可輸出具有與商用電力系統3相同電流相位的AC電力，借此可抑制AC電力的功率因子下降。
[0291][3.第三實施例]
[0292]圖17示出基于第三實施例的逆變器裝置I的電路圖的示例。
[0293]本實施例和第一實施例之間的差異在于提供用于檢測升壓電路10和逆變器電路
11之間的中間電壓的第三電壓傳感器27 O其他構造與第一實施例相同。
[0294]在上述第一實施例中，升壓電路電壓目標值Vo*(中間電壓目標值)用作載波的幅值，但是在本實施例中，由第三電壓傳感器27檢測的電壓檢測值Vo用作載波的幅值。
[0295]圖18是示出第三實施例中用于切換元件的參考波和驅動波形的示例，和從逆變器裝置I輸出的AC電力的電流波形的示例的示意圖。
[0296]圖18從最上側示出逆變器電路的參考波Vinv#以及載波，用于切換元件Ql的驅動波形，用于升壓電路的參考波Vbc#以及載波，用于切換元件Qb的驅動波形，以及從逆變器裝置I輸出的AC電力的電流波形的目標值Ia*和實際測量值Ia的曲線圖。這些曲線圖的水平軸表示時間，且彼此一致。
[0297]如圖18中所示，也在本實施例中，發現控制輸出電流以便其實際測量值Ia與目標值Ia*—致。
[0298]此外，發現控制其中升壓電路10的切換元件Qb執行切換操作的時段以及其中逆變器電路11的切換元件Ql執行切換操作的時段以便通常在其間交替切換。
[0299]如本實施例中，如果電壓檢測值Vo用作載波的幅值，則對于光伏板2或商用電力系統3的電壓變化的響應變快，且可穩定逆變器裝置I的輸出電流。
[0300][4.補充附注]
[0301]已經證實可利用實際機器獲得與上述實施例中各個仿真相同的結果。
[0302]<<AC至DC轉換裝置》
[0303][總體構造]
[0304]以下，將說明執行從AC至DC的電力轉換的轉換裝置IR的一個實施例。
[0305]圖19是示出包括轉換裝置IR的電力存儲系統的示例的框圖。在圖19中，蓄電池2連接至轉換裝置IR的輸出端，且商用電力系統3(AC系統)連接至轉換裝置IR的輸入端。電力存儲系統能將所述商用電力系統3提供的電力從AC轉換成DC，并將轉換的電力存儲在蓄電池2中。
[0306]轉換裝置IR包括:AC/DC轉換器llu，其將從商用電力系統3接收的AC電力轉換成DC電力；降壓電路(DC/DC轉換器)1d，其使AC/DC轉換器I Iu的輸出電壓降壓；以及控制單元12，其控制這些電路10和11的操作。如從與圖1的比較顯而易見的，能量流的方向相反。
[0307]圖20是轉換裝置IR的電路圖的示例。作為與圖2，圖14以及圖17(以下，圖2等)的區另IJ，首先，圖2等中的光伏板2替代為蓄電池2B。此外，在轉換裝置IR中，圖2等中的升壓電路10替代為降壓電路10d，且圖2等中的逆變器電路11替代為AC/DC轉換器llu，其也能與AC電抗器22協同進行升壓操作，盡管其部件是相同的。
[0308]降壓電路1d配備有與圖2等中的相同的二極管16并聯的切換元件Qb2。作為切換元件Qb2，例如可采用所示的IGBT或FET。
[0309]轉換裝置IR的其他構造基本上與圖2等中的逆變器裝置I相同。因此，轉換裝置IR具有雙向特性，且當連接光伏板時，能執行與圖2等中的逆變器裝置I相同的操作。此外，轉換裝置IR也能通過將蓄電池2B的DC電力轉換成AC電力而執行自主操作。
[0310]在轉換裝置IR操作為逆變器裝置的情況下，切換元件Qb2通過控制單元12進行控制以便成為常閉(IGBT的情況下)或以便與切換元件Qb交替啟動(FET的情況下)。此外，降壓電路1d用作升壓電路，且AC/DC轉換器Ilu用作逆變器電路。
[0311]在基于商用AC系統3的AC電力對蓄電池2B進行充電的情況下，控制單元12可通過控制切換元件Ql至Q4的操作而執行同步整流。此外，通過在AC電抗器22的存在下執行PffM控制，控制單元12可執行整流，同時執行升壓操作。因此，AC/DC轉換器Ilu將從商用AC系統3給出的AC電力轉換成DC電力。
[0312]降壓電路1d形成降壓斬波器電路。切換元件Qb以及Qb2由控制單元12控制。
[0313]控制降壓電路1d的切換操作以便其中降壓電路1d執行切換操作的時段以及其中AC/DC轉換器I Iu執行切換操作的時段交替切換。因此，在其中降壓電路1d執行切換操作的時段期間，降壓電路1d將降壓電壓輸出至蓄電池2B，且在其中降壓電路1d停止切換操作(切換元件Qb斷開且切換元件Qb2導通)的時段期間，降壓電路1d將從AC/DC轉換器Ilu輸出且輸入至降壓電路1d的DC電壓通過DC電抗器15賦予蓄電池2。
[0314][電壓波形的概要]
[0315]圖21是概念性地示出轉換裝置IR的操作的電壓波形示意圖。
[0316]在圖21中，(a)示出用于AC/DC轉換器Ilu的AC輸入電壓目標值Vinv*的絕對值的示例。這通常對應于基于商用AC的全波整流的波形。雙點虛線表示用于充電的DC電壓Vg。如圖21的(b)中所示，在其中DC電壓Vg高于AC輸入電壓目標值Vinv*的絕對值的時段(從t0至tl，從t2至t3，從t4)期間，AC/DC轉換器Ilu執行切換操作且協同AC電抗器22執行升壓操作。
[0317]同時，在這些時段(從t0至tl，從t2至t3，從t4)期間，在降壓電路1d中，切換元件Qb斷開且切換元件Qb2導通，且降壓電路1d停止降壓操作。注意到圖21的(b)中所示的細條實際上是PffM脈沖串，且其占空比根據AC輸入電壓目標值Vinv*改變。因此，如果這個狀態下的電壓施加至DC/DC轉換器，則DC/DC轉換器的輸入電壓，即電容器19的電壓具有如圖21的(c)中所示的波形。
[0318]另一方面，在其中DC電壓Vg低于AC輸入電壓目標值Vinv*的絕對值的時段(從tl至t2，從t3至t4)期間，AC/DC轉換器Ilu停止切換，且替代地，降壓電路10操作。這里提及的切換例如是指在約20kHz下的高頻切換，且不是指在用于執行同步整流的這種低頻(高達商業頻率兩倍)下切換。即使切換元件Ql至Q4由于AC/DC轉換器Ilu中切換停止而都斷開，通過切換元件Ql至Q4中包括的二極管整流的電壓也能被輸入至降壓電路10d。這里，為了降低導通損耗，優選執行同步整流。
[0319]在執行同步整流的情況下的AC/DC轉換器IIu中，通過控制單元12的控制，在其中AC/DC轉換器I Iu的電流符號為正的時段期間，切換元件Ql和Q4導通且切換元件Q2和Q3斷開，且在其中AC/DC轉換器Ilu的電流符號為負的時段期間，這些切換元件的導通和斷開反轉。反轉的頻率為商業頻率的兩倍，且因此與高頻切換頻率相比非常低。因此，由于導通/斷開反轉造成的損耗極低。
[0320]同時，在時段(從tl至t2，從t3至t4)期間，降壓電路1d執行降壓操作。圖21的(d)中所示的細條實際上是Pmi脈沖串，且其占空比根據AC輸入電壓目標值Vinv*的絕對值改變。由于降壓操作的結果，獲得了圖21的(e)中所示的所需DC電壓Vg。
[0321]如上所述，僅在其中基于AC電壓的AC輸入電壓目標值Vinv*的絕對值低于DC電壓Vg的時段期間，AC/DC轉換器I Iu操作，且在其他時段期間，AC/DC轉換器I Iu中的切換停止，借此可降低AC/DC轉換器Ilu中的切換損耗。
[0322]類似地，僅在其中AC輸入電壓目標值Vinv*的絕對值高于DC電壓Vg的時段期間，降壓電路1d操作，且在其他時段期間，降壓電路1d中的切換停止，借此可降低降壓電路1d中的切換損耗。
[0323]因此，AC/DC轉換器Ilu以及降壓電路1d交替執行切換操作，且當它們中的一個操作時，另一個停止切換。即，對于AC/DC轉換器Ilu以及降壓電路1d中每一個來說，出現其中切換停止的時段。此外，因為AC/DC轉換器Ilu在除了AC輸入電壓目標值Vinv*的絕對值的峰值及其附近之外的區域中操作，因此AC/DC轉換器Ilu執行切換的電壓相對較低。這也有助于切換損耗的降低。因此，整體上可大幅降低轉換裝置IR中的切換損耗。
[0324][控制的說明]
[0325]轉換裝置IR的控制可被認為是通過由圖2等中的逆變器裝置I而反轉系統互連中的控制方向而獲得的類似控制。這種控制適于借助可執行與逆變器裝置I相同的系統互連的轉換裝置IR，也在反向操作中提高轉換裝置IR的效率。
[0326]逆變器裝置I中的各個值，以及與其對應的轉換裝置IR中的各個值如下。
[0327]Ia*:用于來自商用電力系統3的輸入電流的目標值
[0328]Iin:降壓電路電流檢測值
[0329]Iin*:降壓電路電流目標值
[0330]Iinv*:用于至AC/DC轉換器Ilu的AC輸入電流的目標值
[0331]Ig*:用于至蓄電池2B的DC輸入電流的目標值
[0332]Ic:流過電容器19的電流
[0333]Ica:流過電容器23的電流
[0334]Va:系統電壓檢測值
[0335]Vg:蓄電池電壓值
[0336]Vinv*:用于至AC/DC轉換器IIu的AC輸入電壓的目標值
[0337]Vo*:用于至降壓電路1d的輸入電壓的目標值
[0338]Pin:至蓄電池2B的輸入功率
[0339]PLQSS:轉換裝置IR中的功耗
[0340]Tl:轉換裝置IR中的功率轉換效率
[0341]因此，能對圖2等中的逆變器裝置I應用對應于上述表達式(I)至(8)的以下關系。
[0342]至蓄電池2B的輸入功率Pin的平均值〈Pin〉，對應于表達式(I)，如下表示。
[0343]<Pin> = <IinXVg>...(Rl)
[0344]用于來自商用電力系統3的輸入電流的目標值的平均值<Ia*>，對應于表達式(2)，如下表示。
[0345]<Ia*> =〈Ig*XVg>/(nX〈Va>)...(R2)
[0346]對應于表達式(3)的輸入電流目標值Ia*如下表示。
[0347]Ia* = (/"2) X <Ia*> X sin ω t...(R3)
[0348]對應于表達式(4)的AC輸入電流目標值Iinv*如下表示。
[0349]Iinv* = Ia*-s CaVa...(R4)
[0350]上述表達式(4)利用相對于時間t的導數，如下表示。
[0351]Iinv* = Ia*_CaX (d Va/dt)...(R4a)
[0352]如果檢測到流過電容器23的電流且檢測的電流由Ica表示，則獲得以下表達式。
[0353]Iinv* = Ia*_Ica...(R4b)
[0354]對應于表達式(5)的AC輸入電壓目標值Vinv*如下表不。
[0355]Vinv^ = Va-Za Iinv*...(R5)
[0356]上述表達式(R5)利用相對于時間t的導數，如下表示。
[0357]Vinv* = Va_{RaIinv*+LaX (d Iinv*/dt)...(R5a)
[0358]如上所述，用于AC/DC轉換器Ilu的作為AC側目標值的輸入目標值(Iinv*，Vinv*)在AC/DC轉換器Ilu和濾波器電路21之間的電路連接點P處加以設定。因此，如執行系統互連的情況，設定目標值的點移動至商用電力系統3和轉換裝置IR之間的電路連接點前的級(AC/DC轉換器Ilu側)。通過這樣，就好像執行“反向”系統互連，AC和DC之間的適當的互連。
[0359]對于用于對應于表達式(6)的降壓電路1d的輸入電壓目標值Vo*來說，Vgf，即表達式(6)中的(Vg-Z Iin)由Vgr替代，S卩(Vg+Z Iin)，從而獲得以下表達式。
[0360]Vo*=Max(Vg+Z 1;[11，￥;[鮮*的絕對值)...(1?6)
[0361 ]上述表達式(R6)利用相對于時間t的導數，如下表示。
[0362]Vo*=Max(Vg+R Iin+L(d Iin/dt) ,Vinv*的絕對值)...(R6a)
[0363]降壓電路電流目標值I in*如下表示。
[0364]Iin*= {(Iinv* X Vinv*)-(s CVo*) X Vo*}/(Vg+ZIin)...(R7)
[0365]上述表達式(R7)利用相對于時間t的導數，如下表示。
[0366]Iin*= {(I inv* X Vinv*)-C X (d Vo*/dt)XVo*}/ {Vg+RI in+L(dI in/dt))...(R7a)
[0367]如果檢測到流過電容器19的電流且檢測的電流由Ic表示，則獲得以下表達式。
[0368]Iin*= {(Iinv* X Vinv*)-1c X Vo*}/(Vg+ZIin)...(R7b)
[0369]在表達式(R7)，(R7a)以及(R7b)中，添加至AC輸入電流目標值Iinv*以及AC輸入電壓目標值Vinv*的乘積的項是考慮到通過電容器19的無功功率而加入的值。即，除了AC/DC轉換器Ilu的功率目標值之外考慮無功功率能對Iin*的值進行更精確的計算。
[0370]而且，如果預先測量轉換裝置IR的功耗PLQSS，則上述表達式(R7a)可如下表示。
[0371 ] Iin*= {(Iinv* X Vinv*)-CX (d Vo*/dt) X Vo*_Ploss}/(Vg+ZIin)...(R7c)
[0372]類似地，上述表達式(R7b)可如下表示。
[0373]Iin*= {(Iinv*XVinv*)-1cXVo^-Ploss}/(Vg+ZIin)...(R7d)
[0374]在這種情況下，除了AC/DC轉換器IIu的功率目標值之外還考慮無功功率以及功耗Ploss，使得能對I in*的值進行更嚴格的計算。
[0375]如果電容器19的靜電電容C以及功耗Plqss遠小于(Iinv*XVinv*)，則獲得以下表達式(R8)。通過表達式(R8)計算的Iin*可用作表達式(R6)，(R6a)，(R7)，(R7a)，(R7b)，(R7c)以及(R7d)的右手側中包含的Iin。
[0376]Iin* = (Iinv*XVinv*)/Vg...(R8)
[0377]如上所述，控制單元12執行控制以便降壓電路1d在輸出對應于用于AC/DC轉換器Ilu的AC輸入電壓目標值Vinv*的絕對值高于DC電壓(Vg+Z Iin)的部分的電壓的情況下操作，且AC/DC轉換器Ilu在輸出對應于用于AC/DC轉換器Ilu的AC輸入電壓目標值Vinv*的絕對值低于DC電壓(Vg+Z I iη)的部分的電壓的情況下操作。因此，可降低通過AC/DC轉換器Ilu進行功率升壓中的電勢差，且降低由于AC/DC轉換器Ilu以及降壓電路1d的切換造成的損耗，借此可以以提尚的效率輸出DC電力。
[0378]而且，因為降壓電路1d以及AC/DC轉換器Ilu都基于控制單元12設定的目標值操作，因此即使執行操作以便在兩個電路之間交替切換高頻切換時段，也能抑制輸入至AC/DC轉換器Ilu的AC電流中的相位偏移或失真的出現。
[0379]此外，如上所述，轉換裝置IR可執行與圖2等中的逆變器裝置I相同的系統互連操作。因此，能實現可使用在DC/AC轉換以執行系統互連以及AC/DC轉換的兩個方向中的有效轉換裝置。
[0380][其它]
[0381]在圖20中，已經示出了其中FET用作構成AC/DC轉換器Ilu的切換元件的示例。但是，替代FET，如圖14中所示，可采用IGBT。在IGBT的情況下，不能執行同步整流。因此，當停止AC/DC轉換器Ilu的高頻切換時，AC/DC轉換器Ilu借助元件中包括的二極管而操作作為全橋整流電路。
[0382]〈〈補充》
[0383]期望的是，在圖2，圖14以及圖20中的電路構造中，SiC元件用于DC/DC轉換器10中包括的半導體切換元件以及DC/AC逆變器11(或AC/DC轉換器llu)中包括的半導體切換元件中的至少一個。
[0384]在上述轉換裝置I中，可通過降低高頻切換次數而降低半導體元件中的切換損耗以及DC電抗器15和AC電抗器22中的鐵損耗，但是不能降低半導體元件中的傳導損耗。在這點上，利用SiC元件作為半導體元件能降低傳導損耗。因此，如果SiC元件用于如上所述進行控制的轉換裝置I，則可通過其間的協同效應實現高轉換效率。
[0385]注意到本文公開的實施例在所有方面都僅是說明性且不應理解為限制性的。本發明的范圍由權利要求的范圍定義且旨在涵蓋等效于權利要求范圍的含義以及該范圍內的所有變型。
[0386]參考符號列表
[0387]I逆變器裝置
[0388]IR轉換裝置
[0389]2光伏板
[0390]2B蓄電池
[0391]3商用電力系統
[0392]10升壓電路(DC/DC轉換器)
[0393]1d降壓電路(DC/DC轉換器)
[0394]11逆變器電路(DC/DC逆變器)
[0395]11 u AC/DC轉換器
[0396]12控制單元
[0397]15 DC電抗器
[0398]16 二極管
[0399]17第一電壓傳感器
[0400]18第一電流傳感器
[0401]19電容器(平滑電容器(第二電容器))
[0402]21濾波器電路
[0403]22 AC電抗器
[0404]23電容器(輸出平滑電容器(第一電容器))
[0405]24第二電流傳感器
[0406]25第二電壓傳感器
[0407]26電容器
[0408]27第三電壓傳感器
[0409]30控制處理單元
[0410]32升壓電路控制單元
[0411]33逆變器電路控制單元
[0412]34平均處理單元
[0413]41第一計算部
[0414]42第一加法器
[0415]43補償器
[0416]44第二加法器
[0417]51第二計算部
[0418]52第三加法器
[0419]53補償器
[0420]54第四加法器
[0421]P電路連接點
[0422]Ql至Q4，Qb切換元件
【主權項】
1.一種轉換裝置，所述轉換裝置將從DC電源提供的DC電力轉換成AC電力，并且將所述AC電力提供至負載，所述轉換裝置包括: 連接至所述負載并且包括AC電抗器和第一電容器的濾波器電路； 經由所述濾波器電路連接至所述負載的DC/AC逆變器； 提供在所述DC電源和所述DC/AC逆變器之間的DC/DC轉換器； 提供在所述DC/AC逆變器和所述DC/DC轉換器之間的第二電容器；以及控制單元，所述控制單元被配置為基于所述AC電力的電壓、由于流過所述AC電抗器的電流和所述AC電抗器的阻抗造成的電壓變化、分別流過所述第一電容器和所述第二電容器的無功電流、以及所述DC電力的電壓，來由此將所述DC/DC轉換器的電流目標值設定為與所述AC電力的電流同步。2.根據權利要求1所述的轉換裝置，其中 在用于所述負載的輸出電流目標值為Ia*、所述第一電容器的靜電電容為Ca、所述AC電力的電壓值為Va、所述DC電源側的電壓為VDC、并且拉普拉斯算子為s的情況下，所述控制單元將在所述濾波器電路和所述DC/AC逆變器之間的電路連接點處的所述DC/AC逆變器的AC輸出電流目標值Iinv*設定為如下:Iinv^ = Ia^+s CaVa? 在所述AC電抗器的阻抗為Za的情況下，所述控制單元將在所述電路連接點處的所述DC/AC逆變器的AC輸出電壓目標值Vinv*設定為如下:Vinv^ = Va+ZaI inv*， 所述控制單元將所述DC/AC逆變器的所述AC輸出電壓目標值Vinv*的絕對值和所述電壓Vdc中的較大者設定為所述DC/DC轉換器的輸出電壓目標值Vo*，并且 在所述第二電容器的靜電電容為C的情況下，所述控制單元將所述DC/DC轉換器的電流目標值I in*設定為如下: Iin*= {(Iinv*XVinv*) + (s C Vo*) XVo*}/Vdc。3.根據權利要求2所述的轉換裝置，其中 所述DC/DC轉換器包括DC電抗器，并且 在所述DC電源的電壓為Vg、所述DC電抗器的阻抗為Z、并且所述DC/DC轉換器的電流值為Iin的情況下，(Vg-ZIin)被用作電壓Vdc。4.根據權利要求3所述的轉換裝置，其中 所述DC/DC轉換器的電流值!^!!被設定為電流傳感器的檢測值或通過]^!^*※^^!^*/^^獲得的計算值。5.根據權利要求1至4中的任一項所述的轉換裝置，其中 根據在基于所述DC/AC逆變器的AC輸出電流的目標值和檢測值的參考值與所述DC/DC轉換器的輸出電壓目標值之間的比較，來控制所述DC/AC逆變器，并且 根據在基于所述DC/DC轉換器的電流目標值和檢測值的參考值與所述DC/DC轉換器的輸出電壓目標值之間的比較，來控制所述DC/DC轉換器。6.根據權利要求1至5中的任一項所述的轉換裝置，其中 AC電源并聯連接至所述負載。7.根據權利要求1至5中的任一項所述的轉換裝置，其中 所述DC電源是DC負載，并且所述負載是AC電源，并且 電力從所述AC電源提供至所述DC負載。8.根據權利要求1至7中的任一項所述的轉換裝置，其中 SiC元件被用于所述DC/DC轉換器和所述DC/AC逆變器中包括的半導體切換元件中的至少一個。
【文檔編號】H02M7/48GK105900326SQ201480072733
【公開日】2016年8月24日
【申請日】2014年12月19日
【發明人】綾井直樹, 秋田哲男, 奧村俊明, 阿比留健志
【申請人】住友電氣工業株式會社