改進的高頻串聯ac調壓器的制造方法
【專利摘要】本發明提供一種AC調壓器，其利用高頻串聯電感器L3?L6并使用與一個或多個整流器D1?D8串聯的單極半導體低損耗開關Q1?Q8來調節輸出AC電壓電平，無論AC輸入電壓如何變化，該高頻串聯電感器L3?L6僅處理總輸出功率的一部分。
【專利說明】改進的高頻串聯AC調壓器
[0001 ]優先權要求
[0002]本申請依據35U.S.C.§119要求以下申請的優先權:2013年12月10日提交的美國臨時專利申請第61/913,932號、2013年12月10日提交的美國臨時專利申請第61/913,934號、2013年12月10日提交的美國臨時專利申請第61/913,935號、2014年6月3日提交的美國臨時專利申請第62/006,900號、2014年6月3日提交的美國臨時專利申請第62/006,901號和2014年6月3日提交的美國臨時專利申請第62/006，906號，其公開的全部內容以引用方式并入本文。
技術領域
[0003]本發明一般涉及電源電路(power electronics)。具體地，本發明涉及用于調節交流(AC)電壓的方法及電源電路(power electronics)，更具體地，涉及無論輸入AC電壓如何變化而將輸出AC電壓特別調節至所需的電平。
【背景技術】
[0004]AC調壓器用于嚴密地控制并調節傳遞到與AC調壓器的輸出連接的負載的AC電壓電平，無論在AC調壓器的輸入處的AC電壓如何變化。
[0005]傳統上，這已經通過各種低頻(LF)(通常為50Hz或60Hz或其它頻率)的電源磁結構來完成。在各種變壓器和變壓器配置中，這些結構通常在特定離散變壓器電壓抽頭進行抽頭。然而，所有這些結構依賴于傳統的AC切換器件，如，繼電器或半導體器件，如，可控硅整流器(SCR)或作為反并聯AC開關連接的門極可關斷晶閘管(GTO)，三端雙向可控硅開關元件(TRIAC)、AC開關，如，絕緣柵雙極晶體管(IGBT)、MOSFET晶體管和配置為AC開關的SCR，例如連接在整流器之間。這些AC開關由電子控制電路進行選擇并激活以自動地切換所選擇的磁性變壓器結構抽頭，繼而調節變壓器或變壓器配置的匝數比以控制AC輸出電壓盡可能靠近所需的電平。
[0006]另一種調節輸出AC電壓的傳統方法是使用由電氣機械裝置(如受控電機)驅動的電-機械調整的自耦變壓器。在這種情況下電子控制感測輸入電壓且然后驅動電-機械裝置以移動輸出觸點從而調整自耦變壓器的匝數，繼而設置正確的匝數比以固定輸出AC電壓為所需的電平。這些電-機械調節的自耦變壓器裝置也是LF磁性結構，通常為50Hz或60Hz，或其它頻率，并且通常使用碳刷使電觸點移動到自耦變壓器繞組。然而，這些碳刷經歷機械磨損，使得它們需要頻繁的維護和更換。
[0007]一種更復雜的全電子版本再次利用LF電源變壓器，通常為50Hz或60Hz，或其它頻率，其串聯連接在調壓器的AC輸入和AC輸出之間。當輸入AC電壓電平發生變化時，AC調壓器電子控制感測輸入電壓電平，且然后建立同相正或同相負AC電壓差并加到變化的輸入AC電壓上或從其中減去，以維持輸出AC電壓在所需的設置電平。這種傳統的方式，在其各種形式中，仍然使用LF電源頻率變壓器或LF磁性結構，通常為50Hz或60Hz，或其它頻率。在一種配置中，電源電路(power electronics)產生LF電源頻率以通過高頻脈寬調制(HF PffM)裝置校正輸入AC電壓，并且調整輸入AC電源電壓的此同相校正電壓施加在LF變壓器的初級，而LF變壓器的次級串聯連接在AC電源線的輸入與輸出之間。但仍然是在這些配置中使用的磁性結構，即使電源電路(power electronics)在更高的PffM頻率下工作，最終微分AC波形仍然施加在LF串聯變壓器，通常為50Hz或60Hz，或其它頻率，因此LF變壓器或磁性結構仍然存在尺寸和重量方面的缺點。
[0008]在美國專利申請第14/525，230號(其公開的全部內容以引用方式并入本文)中公開的調壓器還解決了傳統設計在使用串聯低電源頻率、大而重的磁性結構方面的缺點。由于磁性裝置的尺寸與其操作頻率在很大程度上成反比，所以本發明將其作為中心設計參數來處理。14/525,230調壓器的目的是實現獨特的AC調壓器拓撲結構，其僅利用顯著降低這些磁性結構的尺寸、重量和成本的HF(例如IkHz至1000kHz)串聯磁性結構。然而，14/525，230調壓器使用了存在額外損失的雙向AC開關。
【發明內容】
[0009]本文所公開的是對在美國專利申請第14/525，230號中所公開的AC降壓-升壓調壓器的拓撲結構的改進的調壓器拓撲結構。取代使用連接為AC開關的單極開關，本發明的一個實施方案將降壓和升壓部分中的AC電感器電流路徑分為兩個單極路徑。在本實施方案中，在降壓部分中，兩個單極路徑由連接為半橋分支的兩個二極管(每個負責單極電流的傳導)表示。一個半橋分支在一個方向上傳導電流且另一個分支在相反方向上傳導電流。由于對稱原因，兩個半橋分支上的電感器是具有相同匝數的耦合電感器。總輸出電流(其具有傳統降壓變換器的波形)是兩個分支的電流總和。電壓調節(再次舉降壓部分為例)由常規PWM方法控制AC輸出電壓與正向開關的占空比成線性比例。
[0010]如由拓撲結構開關和二極管方向所確定，AC輸出電流被分為兩個單極路徑。在兩個路徑中建立了小循環電流，其是滿載電流的一小部分且不會隨負載電流增加而增加。輸出電流過零附近的方向反轉的瞬時脈動電流是由拓撲結構自動處理的循環電流脈動的總和。特定操作電壓下的循環電流的量是PWM重疊期間和耦合電感器的漏電感的函數。
[0011]AC電流輸出電流可相對于輸入和輸出電壓成任何相位關系。因為這個原因，AC調節器拓撲結構能夠在AC電壓和電流周期的所有四個可能象限內操作。在無需中間DC環節的情況下，拓撲結構可處理任何功率因數和雙向功率流。由于單個切換分支的內在單極本質。與半橋分支串聯連接的二極管是擊穿證明。該拓撲結構無需準確的電壓和電流極性檢測來操作，簡單的PWM關系使得該拓撲結構對于電源線電壓和電流擾動具有非常強的健壯性。
【附圖說明】
[0012]在下面參考附圖更詳細地描述本發明的實施方案，其中
[0013]圖1a描繪了常規降壓轉換器的一個實施方案的電路圖；
[0014]圖1b描繪了常規升壓轉換器的一個實施方案的電路圖；
[0015]圖2a描繪了具有雙向AC半導體的HFAC串聯降壓轉換器的一個實施方案的電路圖；
[0016]圖2b描繪了具有雙向AC半導體的HFAC串聯升壓轉換器的一個實施方案的電路圖；
[0017]圖3描繪了HFAC串聯降壓-升壓調壓器的一個實施方案的電路圖；
[0018]圖4描繪了根據本發明的改進的HFAC串聯降壓-升壓調壓器的一個實施方案的電路圖；
[0019]圖5a描繪了根據本發明的改進的HFAC串聯降壓-升壓調壓器的降壓拓撲結構的一個實施方案的詳細電路圖；和
[0020]圖5b示出了根據本發明的改進的HFAC串聯降壓-升壓調壓器的示例性實施方案的輸出電壓和電流、降壓和升壓繞組電流的波形(PWM 40KHz,Vin = 270VAC RMS1Vout =232VAC 1?^，50取，負載=11.25011111)。
【具體實施方式】
[0021]在以下描述中，作為優選實例闡述了用于調節輸出AC電壓至所需的電平(無論輸入AC電壓如何變化)的方法、系統和儀器。本領域技術人員顯而易見的是，在不脫離本發明的范圍和精神的情況下可以作出修改，包括增設和/或替換。可省略具體細節以免模糊本發明；然而，本公開記載了為允許本領域技術人員在不需要過度實驗的情況下實施本文中的教導。
[0022]參考圖1。圖1a是具有串聯HF電感器LI的常規非隔離的雙開關DC-DC逐步降壓轉換器。電容器C3是用以平滑切換電流脈沖的電荷存儲電容器，電容器Cl和C2是HF旁路電容器，其根據電壓源、操作頻率和所使用的組件是可選的。圖1b是具有串聯HF電感器L2的常規非隔離的雙開關DC-DC逐步升壓轉換器。電容器C6是用以平滑切換電流脈沖的電荷存儲電容器，電容器C4和C5是HF旁路電容器，其根據電壓源、操作頻率和所使用的組件是可選的。圖1a和圖1b是分別具有正電壓輸入和輸出的DC-DC降壓和升壓轉換器。應注意，本領域的任何普通技術人員都可構造分別具有負或正電壓輸入和輸出的類似的DC-DC降壓和升壓轉換器。
[0023]參考圖2。圖2a是具有雙向切換器件的AC降壓轉換器。圖1a中的Ql和Q2被改變為圖2a中的雙向AC開關QI和Q2。另外，在圖2a中，圖1 a中的輸出單極電解質電容器C3被改變為HF濾波AC電容器C4ο此外，加入HF濾波器組件以抑制和過濾輸入和輸出處的HF(例如IKHz-1，OOOKHz)切換頻率。濾波電感器LI和L2及濾波器旁路電容器Cl和C2在輸入處，且濾波電感器L4和L5及濾波旁路電容器C3和C4在輸出處。電容器Cl和C4根據所使用的組件和操作頻率是可選的。
[0024]在圖2a中，電感器L3是被設計為在HF(例如IkHz至I ,OOOKHz)下操作的功率電感器。由于AC切換器件Ql和Q2在通過模擬電路或具有DSP或微處理器信號處理的數字控制電路的電子控制下在HF (例如I kHz至1000ΚΗΖ )下切換，來自控制電子器件(contro Ie I e c tr on i c s)的輸出采用由PffM調制的HF (例如I kHz至1 OOKHZ)驅動AC半導體器件，在沿LF電源AC電壓輸入(通常為50Hz或60Hz，或其它頻率)的每個HF點，所以控制電子器件(control electronics)產生足以驅動AC開關Ql和Q2的特定脈沖寬度以與功率電感器L3結合產生負差分電壓，從而降低并調節沿輸入AC電壓的每個點的輸出電壓為由內部控制參考設置的所需值。
[0025]例如，如果控制以25，000Ηζ的設計頻率切換，則對于每40微秒，輸入電源LF(通常為50Hz或60Hz，或其它頻率)電壓的幅值在該點相對于設置電壓參考降低并減小。因此，對于每40微秒，電路使輸入AC電壓降壓以調整并調節所需的設置輸出AC電壓。輸入濾波器包括電容器Cl和C2以及濾波電感器LI和L2。輸出濾波器包括電容器C3和C4以及濾波電感器L4和L5，或HF濾波元件的各種組合，其可用于過濾并旁通在HF(如，在此示例性實方案中為25，OOOHz)下切換的AC雙向半導體開關的HF切換頻率。
[0026]圖2b是具有雙向切換器件的AC升壓轉換器。圖1b中的Ql和Q2被改變為圖2b中的雙向AC開關Q3和Q4。另外，在圖2b中，圖1b中的輸出單極電解質電容器C6被改變為HF濾波AC電容器C8。此外，添加了HF濾波器組件來抑制并過濾輸入和輸出處的HF(例如IKHz-1，000ΚΗζ)切換頻率。濾波電感器L6和L7及濾波旁通電容器C5和C6在輸入處，且濾波電感器L9和LlO及濾波旁通電容器C7和CS在輸出處。電容器C5和CS根據所使用的組件和操作頻率是可選的。
[0027]在圖2b中，電感器L8是被設計為在HF(例如IkHz至I ,OOOKHz)下操作的功率電感器。由于AC切換器件Q3和Q4是在通過模擬電路或(但通常是)具有DSP或微處理器信號處理的數字控制電路的電子控制下在HF(例如，IKHz至I，OOOKHz)下切換，并且來自控制電子器件(control electronics)的輸出采用由PffM調制的HF(例如，IKHz至I ,OOOKHz)驅動AC半導體器件，并且在沿LF(通常為50Hz或60Hz，或其它頻率)電源AC電壓輸入每個HF點，控制電子器件(control electronics)產生寬度足以驅動AC開關Ql和Q2的特定PffM脈沖，以與功率電感器L3結合產生正電壓差，從而升高并調節沿輸入AC電壓的每個點的輸出電壓為由控制參考設置的所需值。
[0028]例如，如果控制以25，000Ηζ的設計頻率切換，則對于每40微秒，輸入電源LF(通常為50Hz或60Hz，或其它頻率)電壓的幅值在該點相對于設置內電壓參考升高并增加。因此，對于每40微秒，控制電路驅動半導體雙向AC開關Q3和Q4及功率電感器L8，使輸入AC電壓升高以調整并調節所需的設置輸出AC電壓。輸入濾波器包括電容器C5和C6以及濾波電感器L6和L7。輸出濾波器包括電容器C7和C8以及濾波電感器L9和LlO，或HF過濾器元件的各種組合，其可用于過濾并旁通在HF(如，在此示例性實方案中為25，000Hz)下切換的AC雙向半導體開關的HF切換頻率。
[0029]本領域的任何普通技術人員可使用單個降壓AC調壓器部分(如圖2a所示)作為串聯AC降壓調壓器，或單個升壓AC調壓器部分(如圖2b所示)作為串聯AC升壓調壓器，或組合圖2a的降壓AC電壓轉換器與圖2b的升壓AC調壓器以形成完整的HF AC調壓器，示于圖3中。
[0030]圖3示出可降低或升高每個HF點的AC輸入電壓的完整的HFAC調壓器的基本操作原理。例如，如果AC調壓器的操作頻率被選擇為25KHz，則輸入電壓由電子模擬或數字控制感測并與內部參考比較，且然后AC雙向開關在控制下被驅動以降低(減小)或升高(增加)AC輸入電壓。電壓在每個LF(通常為50Hz或60Hz，或其它頻率)電源電壓周期在每40微秒點被調整，通過參考內部電壓電平，模擬或數字電子控制能夠將AC輸出電壓調節至所需的設置電平。這示于圖3中，其中波形示出HF PffM降低或升高由濾波組件濾波以消除HF切換脈沖的輸入AC電壓和輸出AC電壓。
[0031]仍參考圖3。與AC雙向半導體開關Ql、Q2、Q3和Q4(這些開關由電子控制電路驅動以創建可增加或減小輸入AC電壓的獨特拓撲結構)結合，該HF降壓-升壓AC調壓器利用HF(例如IKHz-1 ,OOOKHz)功率電感器L3和L4，來調節AC輸出電壓至設置的所需電平。因此以每個HF PWM間隔(例如，25KHz下的40微秒的PWM間隔)，在HF開關控制下降低(減小)或升高(增加)輸入電壓，該HF開關控制對電源低頻率(通常為50Hz或60Hz，或其它頻率)的每個HF點為AC開關產生正確的PffM驅動信號，以針對控制電子器件(control electronics)中的所需的設置輸出AC電壓降低或升高并校正輸入AC電壓電平。另外，該HF串聯降壓-升壓AC調壓器僅須處理整個降壓和升壓電感器L3和L4之間的差分功率(differential power)以將輸入調節為輸出AC電壓，因此由于這種配置而使這比總輸出功率的功率少得多。降壓和升壓電感僅須處理調整差分輸入AC電壓以調節輸出AC電壓為所需的設置電平所需的功率。
[0032]參考圖4。圖4中示出對圖3所示的拓撲結構改進的調壓器拓撲結構。取代使用連接為AC開關的單極開關，降壓和升壓部分中的AC電感器電流路徑被分為兩個單極路徑。在降壓部分中，兩個單極路徑由連接為半橋分支的兩個二極管(每個負責單極電流的傳導)來表示。在圖4所示的拓撲結構中，Q1/DUQ2/D2和L3從左至右傳導電流；同時，Q3/D3、Q4/D4和L4從右至左傳導電流。由于對稱原因，電感器L3和L4是具有相同匝數的耦合電感器。總輸出電流(具有典型的降壓轉換器的波形)是L3和L4分支的電流的總和。電壓調節(再次舉降壓部分為例)由常規P麗方法控fl^AC輸出電壓與正向開關Q1/D1和Q3/D3的占空比成線性比例。兩個不同切換狀態與常規降壓轉換器的切換狀態相同:(I)向前狀態(forward state):Q1/Dl和Q3/D3開，Q2/D2和Q4/D4關；(2)慣性狀態(freewheel state):Q1/D1 和Q3/D3關，Q2/D2和Q4/D4開。在從向前至慣性(f orward to freewheel trans it1n)和慣性至向前(freewheel to forward transit1n)的切換狀態過渡期間提供小接通定時重疊(timingoverlay)以為兩個電感路徑L3和L4提供電流連續性。
[0033]如由拓撲結構開關和二極管方向所確定，AC輸出電流被分為兩個單極路徑。在L3和L4的路徑中建立有小循環電流，這是滿載電流的一小部分且不會隨著負載電流的增加而增加。輸出電流過零附近方向反轉的瞬時脈動電流是由拓撲結構自動處理的循環電流脈動的總和。特定操作電壓下的循環電流的量是PWM重疊期間和耦合電感器L3和L4的漏電感的函數。
[0034]AC電流輸出電流可相對于輸入和輸出電壓成任何相位關系。由于這個原因，AC調節器的拓撲結構能夠在AC電壓和電流周期的所有四個可能象限內操作。在無需中間DC環節的情況下，拓撲結構可處理任何功率因數和雙向功率流。
[0035]由于單個切換分支的內在單極本質。與半橋分支串聯連接的二極管是擊穿證明。該拓撲結構無需準確的電壓和電流極性檢測來操作，簡單的PWM關系使得該拓撲結構對于電源線電壓和電流擾動具有非常強的健壯性。使用沿L3、L4、L5和L6的電流感測點用于保護和管理目的(for protect1n and housekeeping purpose) 0
[0036]改進的AC降壓-升壓調壓器采用與一個整流器串聯的較低損耗單極開關。然而，功率電感器需要分別對待。因此，參考圖4，通過制作分別具有串聯二極管:01、02、03、04、05、D6、D7和D8的單極半導體切換器件:01、02、03、04、05、06、07和08，圖3中的功率電感器1^3和L4現在可被分成降壓部分中的功率電感器L3和L4和升壓部分中的功率電感器L5和L6，如圖4所示。
[0037]對于輸入AC電壓，如果AC電壓輸入電平高于電子控制電路中的所需的設置AC參考電平，則降壓部分將在LF(通常為50Hz或60Hz，或其它頻率)頻率電源AC輸入電壓的每40微秒點(25KHz頻率作為實例)減小電壓，其中采用Ql和D1，以及Q2和D2與HF功率電感器L3處理正AC半周期;采用Q3和D3，和Q4和D4與功率電感器L4處理負AC半周期。
[0038]類似地，如果AC電壓輸入電平低于電子控制電路中的所需的設置AC參考電平，則升壓部分將在LF(通常為50Hz或60Hz，或其它頻率)頻率電源AC輸入電壓的每40微秒點(25KHz頻率作為實例)增加電壓，其中采用Q5和D5，以及Q6和D6與HF功率電感器L5處理正AC半周期;且采用Q7和D7，和Q8和D8與電感器L6處理負AC半周期。
[0039]隨著在降壓或升壓輸入AC電壓處理中單獨處理正和負半周期，正和負半周期被獨立處理。因此，也不會有任何單極低損耗半導體開關造成破壞性擊穿，這是由于每個半導體開關現在是僅與一個整流器串聯的單獨單極半導體器件。此外，該單極開關拓撲結構能夠接受耦合電感器對L3/L4和L5/L6的寬耦合系數變化(在從接近于一至零(未偶聯)的范圍內)。有了這種靈活性，人們既可在同一電感器芯上纏繞兩個繞組以節省空間，又可將耦合電感器對分成兩個單個電感器以最小化循環電流。
[0040]在圖3中所示的AC開關拓撲結構中，這些雙極AC半導體開關通常由單極半導體器件(如使用插入增加額外整流器功率損耗的全整流橋中的SCR、GTO、IGBT，或MOSFET)的組合創建，或使用高損耗AC雙極器件(如TRIACS、背對背SCR或GT0)。
[0041]另一方面，本發明具有許多優點:非常健壯的降壓-升壓HFAC調壓器，這是由于對于降低峰值電流不存在擊穿、最小和非臨界切換重疊定時的可能性，且使用與一個整流器串聯的低損耗單極半導體開關(與傳統的單獨AC半導體開關相比減小了損耗)。模擬控制電路，或優選使用DSP或微處理器的數字電子控制電路被配置為處理所有的電壓感測和半導體開關定時的控制。由于半導體器件擊穿的破壞可能性被消除，所以控制電路更容易實施非臨界參考開關重疊定時。因此，本發明提出了非常健壯的改進的HF AC調壓器。
[0042]為了展示本發明的基本原理，本文檔中描述的電路被簡化，其中在電壓減小的降壓配置中，或AC電壓增加的升壓配置中，其利用與一個整流器串聯的單極半導體開關，且輸入AC電壓的正和負周期由其自己的功率電感器單獨處理。本領域的任何普通技術人員應顯而易見的是，能夠由IGBT、FET、SCR、GT0和任何配置中的任何這樣的器件代替與一個整流器串聯的單極半導體開關(如圖4所述)以實現相同的單極切換性能。單極切換器件的一些配置可改變以便于從電子控制電路進行驅動連接。
[0043]例如，在圖4中，參考每個都與整流器Dl和D2串聯耦合的單極半導體切換器件Ql和Q2，兩個單極切換半導體器件Ql和Q2可連接至功率電感器L3的公共點，其中整流器Dl和D2分別連接至相線(I ine)和地。這個或其它類似配置可應用于每個切換元件，但基本上實現相同效果(這是與整流器串聯的單極切換半導體器件的效果)。可使用串聯的附加整流器，盡管損耗可更高。另外，如圖4所示的降壓AC調壓器部分可用作獨立的串聯AC降壓調壓器；且如圖4所示的升壓AC調壓器可用作獨立的串聯AC升壓調壓器。在不脫離本發明的范圍和精神的情況下，本領域的任何普通技術人員可應用本文所述的發明原理至任何多相AC系統，如三相電氣系統。
[0044]本文公開的實施方案可使用通用或專用計算裝置、計算機處理器、微控制器或電子電路來實施(包括但不限于數字信號處理器(DSP)、專用集成電路(ASIC)、現場可編程門陣列(FPGA)以及根據本發明的教導被配置成或被編程的其它可編程邏輯裝置)。在通用或專用計算裝置、計算機處理器或可編程邏輯裝置中運行的計算機指令或軟件代碼可由軟件或電子領域的普通技術人員基于本發明的教導而容易地制備。
[0045]已經針對說明和描述的目的提供了本發明的上述描述。它并非旨在窮舉性的或限制本發明為公開的精確形式。許多修改和變型對于本領域技術人員來說是顯而易見的。
[0046]選擇并描述這些實施方案以便最好地解釋本發明的原理及其實際應用，從而使本領域的其他技術人員理解本發明的各種實施方案以及用適于預期的特定用途的多種修改來理解本發明。意圖是本發明的范圍由以下權利要求書及其等效項限定。
【主權項】
1.一種交流(AC)串聯調壓器，用于調節AC輸出電源的AC輸出電壓，其特征在于，所述AC串聯調壓器包括: 用于降低AC輸入電源的AC輸入電壓的AC高頻(HF)串聯電壓降壓電源調控器拓撲結構(series voltage buck power regulator topology)，其包括: 第一單極路徑，其包括: 第一半橋，其包括第一和第二整流器，所述第一和第二整流器分別與第一和第二獨立可控單極開關串聯連接，和第一功率電感器； 第二單極路徑，其包括: 第二半橋，其包括第三和第四整流器，所述第三和第四整流器分別與第三和第四獨立可控單極開關串聯連接，和第二功率電感器;和 用于升高所述AC輸入電壓的AC HF串聯電壓升壓電源調控器拓撲結構，其包括: 第三單極路徑，其包括: 第三半橋，其包括第五和第六整流器，所述第五和第六整流器分別與第五和第六獨立可控單極開關串聯連接，和第三功率電感器； 第四單極路徑，其包括: 第四半橋，其包括第七和第八整流器，所述第七和第八整流器分別與第七和第八獨立可控單極開關串聯連接，和第四功率電感器;和 控制電路，其用于接收所述AC輸入電壓、AC參考電壓，和AC輸出電壓，并產生用于所述單極開關的開關驅動信號； 其中，在消除任何功率“擊穿”的任何一個時間，在所述AC HF串聯電壓升壓電源調控器拓撲結構或所述AC HF串聯電壓降壓電源調控器拓撲結構中，分離地且獨立地處理正和負半周期的AC輸入電壓。2.根據權利要求1所述的AC串聯調壓器，其特征在于，所述第一和第二功率電感器以第一預定耦合系數相耦合，且所述第三和第四功率電感器以第二預定耦合系數相耦合。3.根據權利要求1所述的AC串聯調壓器，其特征在于，所述ACHF串聯電壓升壓電源調控器拓撲結構或所述AC HF串聯電壓降壓調控器拓撲結構被失活(inactivated)。4.根據權利要求1所述的AC串聯調壓器，其特征在于，還包括輸入濾波器，所述輸入濾波器用于消除回傳至所述AC輸入電源的HF切換能量。5.根據權利要求4所述的AC串聯調壓器，其特征在于，所述輸入濾波器包括兩個電容器和兩個電感器。6.根據權利要求1所述的AC串聯調壓器，其特征在于，還包括輸出濾波器，所述輸出濾波器用于平均HP電壓脈動以創建用于所述AC輸出電壓的平滑的已調節的電壓電平。7.根據權利要求6所述的AC串聯調壓器，其特征在于，所述輸出濾波器包括兩個電容器和兩個電感器。8.根據權利要求1所述的AC串聯調壓器，其特征在于，還包括電流變換器(currenttransformer)，所述電流變換器用于產生輸出電流測量信號到所述控制電路以實現過電流保護。9.根據權利要求1所述的AC串聯調壓器，其特征在于，用于所述AC雙向開關的開關驅動信號是脈沖寬度調制(PWM)控制信號。10.根據權利要求1所述的AC串聯調壓器，其特征在于，每個單極開關包括一個或多個功率半導體器件。11.根據權利要求10所述的AC串聯調壓器，所述功率半導體器件是單極MOSFET功率半導體器件、可控硅整流器(SCR)、門極可關斷晶閘管(GTO)、TRIAC、絕緣柵雙極晶體管(IGBT)，或MOSFET晶體管。12.—種交流電流(AC)串聯調壓器，用于調節AC輸出電源的AC輸出電壓，其特征在于，所述AC串聯調壓器包括: 第一單極路徑，其包括: 第一半橋，其包括第一和第二整流器，所述第一和第二整流器分別與第一和第二獨立可控單極開關串聯連接，和 第一功率電感器； 第二單極路徑，其包括: 第二半橋，其包括第三和第四整流器，所述第三和第四整流器分別與第三和第四獨立可控單極開關串聯連接，和 第二功率電感器;和 控制電路，其用于接收所述AC輸入電壓、AC參考電壓，和所述AC輸出電壓，并產生用于所述單極開關的開關驅動信號。13.根據權利要求12所述的AC串聯調壓器，其特征在于，所述第一和第二功率電感器以預定耦合系數相耦合。14.根據權利要求12所述的AC串聯調壓器，其特征在于，還包括輸入濾波器，所述輸入濾波器用于消除回傳至所述AC輸入電源的HF切換能量。15.根據權利要求14所述的AC串聯調壓器，其特征在于，所述輸入濾波器包括兩個電容器和兩個電感器。16.根據權利要求12所述的AC串聯調壓器，其特征在于，還包括輸出濾波器，所述輸出濾波器用于平均HP電壓脈動以創建用于所述AC輸出電壓的平滑的已調節的電壓電平。17.根據權利要求16所述的AC串聯調壓器，其特征在于，所述輸出濾波器包括兩個電容器和兩個電感器。18.根據權利要求12所述的AC串聯調壓器，其特征在于，還包括電流變換器，所述電流變換器用于產生輸出電流測量信號到所述控制電路以實現過電流保護。19.根據權利要求12所述的AC串聯調壓器，其特征在于，用于所述AC雙向開關的開關驅動信號是脈沖寬度調制(PWM)控制信號。20.根據權利要求12所述的AC串聯調壓器，其特征在于，每個單極開關包括一個或多個功率半導體器件，并且其中所述功率半導體器件是單極MOSFET功率半導體器件、可控硅整流器(SCR)、門極可關斷晶閘管(GTO)、TRIAC、絕緣柵雙極晶體管(IGBT)，或MOSFET晶體管。
【文檔編號】H02M5/257GK105874701SQ201480067716
【公開日】2016年8月17日
【申請日】2014年12月10日
【發明人】斯圖爾特·尼爾喬治, 鄭永寧
【申請人】逸節電子有限公司