一種基于直接特征控制的新型凸極永磁同步電機控制方法
【專利摘要】一種基于直接特征控制的凸極永磁同步電機控制方法，包括以下環節：1.在靜止坐標系下凸極永磁同步電機的定子α軸，β軸的電壓方程；2.根據步驟1的電壓方程，將定子α軸，β軸的電流和轉子α軸，β軸的磁鏈作為狀態變量，列出對應的狀態方程觀測器；3.根據步驟2設計滑模變結構觀測器，觀測出當前狀態的定子α軸，β軸的電流和轉子α軸，β軸的磁鏈；4.根據步驟2的狀態方程，離散化處理后，得到預測控制方程，即預測出下一時刻的定子α軸，β軸的電流和轉子α軸，β軸的磁鏈；5.將預測出來定子α軸，β軸的電流與給定轉矩算出的定子d軸，q軸電流經過特征方程解出定子α軸，β軸的電壓，并將其送入SVPWM中。本發明可廣泛應用于電動汽車領域中。
【專利說明】
-種基于直接特征控制的新型凸極永磁同步電機控制方法
技術領域
[0001] 本發明設及一種基于直接特征控制的新型凸極永磁同步電機的控制方法，適用于 電動汽車系統等W交流電機特別是凸極式永磁同步電機為控制核屯、的領域。
【背景技術】
[0002] 目前，在電動汽車系統等領域，大多數對凸極式永磁同步電機用的控制策略還是 基于矢量控制的控制方法，而矢量控制的核屯、就是雙環結構，即轉速外環和電流內環，運就 免不了要使用PI調節器，然而PI調節器也存在自身的一些問題，如帶寬不夠、容易飽和等 等。而針對運些問題又提出了一些抑制的方法和手段，但是就整個控制方法上來說無疑是 使系統和結構更為復雜。所W為了解決上述提出的電機控制策略問題的方法主要有兩類： 一類是對電機結構進行優化設計；另一類是尋求新的控制策略來替代傳統控制。第一類方 法，通過改變電機的結構來獲得所期望的磁路特性W及交直軸電感參數的變化范圍，運種 途徑需要使用更高級的工藝和技術，成本會增加很多。第二類方法，基于特征控制實現對電 機的控制，此種方法結構簡單，同時利用了現代控制理論，就控制手段上已經提升很多，也 不需要增加成本。而且包含了現代控制理論的思想，相比較于傳統的PI控制，可W很好的消 除一些高斯白噪聲等等，使整個系統的控制更為精確。
[0003] 電機控制都是基于數字控制技術的，而數字控制包括采樣、計算、產生占空比及其 更新等環節，理想的控制模式是在當前時刻采樣電機電流，計算nm占空比信號，并且實時 更新占空比信號。然而，在實際系統中，可W實現的控制模式是在上一時刻進行電機電流采 樣，算法占用一定的時間間隔，計算PWM占空比信號，最后在后一時刻更新占空比信號。在采 樣周期的開始時刻進行電流采樣的優點是，有更多的時間來計算控制算法，且所得到的電 流值近似于電機的平均電流值。然而，逆變器還需要另一個采樣周期把占空比信號轉換為 電機側的電壓，運樣就使得數字控制中實際延時為兩個周期。
【發明內容】
[0004] 本發明的目的在于提供一種基于直接特征控制的新型凸極永磁同步電機的控制 方法，從而能夠在傳統的矢量控制之外基于現代控制理論來對電機進行控制，不僅可W快 速提升響應速度，也可W避免傳統控制中多處使用PI造成了參數調節困難等一系列的問 題。
[0005] 為了實現上述目的，本發明采用如下技術方案:一種基于直接特征控制的新型凸 極永磁同步電機控制方法，其內容包括W下步驟：1)對于本控制方法，需要如下模塊：電流 傳感器，位置傳感器，電角速度計算模塊，坐標變換模塊，單位延時模塊，預測控制模塊，定 子d軸，q軸電流分量id, iq的給定值計算模塊，凸極式凸極永磁同步電機，滑模變結構觀測器 模塊，SVPWM即空間矢量脈寬調制模塊，凸極永磁同步電機特征控制模塊;2)電流傳感器的 作用是將檢測出的凸極永磁同步電機中Ξ相定子電流isa，isb，isc作為輸入，送至坐標變換 模塊內，對Ξ相電流進行Ξ相/兩相（3s/2s)坐標變換，輸出是兩相靜止坐標系下的定子電 流分量isa，ise;3)凸極永磁同步電機轉子靜止的電角度θ輸入至轉速計算模塊中，其目的是 對電角度Θ進行求導，得到轉速反饋值ω;4)將坐標變換模塊輸出的在tn-T時刻的定子電流 分量isa，isfi，tn-T時刻的定子電壓分量Usa，Use，W及轉速反饋值ω運五個變量作為輸入，送 至滑模變結構觀測器模塊中觀測出tn-T時刻的定子電流分量isa，ise，轉子磁鏈分量如。，如e 的值;5 )將步驟(4 )觀測出tn-T時刻的定子電流分量i sa，i se，轉子磁鏈分量如α，如e的值送入 預測控制模塊得到tn時刻的定子電流分量isa，isfi，轉子磁鏈分量Φτα，Φτ?!的值;6 )將給定轉矩 Tec,轉速反饋值ω送入定子巧由，q軸電流分量isd，isq的給定值計算模塊，輸出的是isd和isq 的給定值，記為idc，iqc;7)將步驟巧)預測出tn時刻的定子電流分量isa，ise，電角度Θ，W及步 驟(6)輸出的定子d軸，q軸電流分量id，iq的給定值id。，iq。作為輸入，送至凸極永磁同步電 機特征控制模塊中，輸出是tn時刻的定子電壓分量Usa，Use ; 8)將步驟(7) tn時刻的定子電壓 分量Usa，Use分別經過單位延遲模塊，即延時一個T周期，得到tn-T時刻的定子電壓分量山。， Use,運就是步驟(4)所需要的tn-T時刻的定子電壓分量Usa，Use;9)將步驟(7)計算出的tn時刻 的定子電壓分量Usa，Use作為輸入，送至SVPWM模塊中，產生六路P歷信號，W此作為逆變器S 個橋臂的IGBT的口極驅動信號，來產生Ξ相交流電壓驅動凸極永磁同步電機工作。
[0006]對于本控制策略的幾大核屯、，其具體設計方法如下：（1)滑模觀測器設計方法如 下： 根據在靜止坐標系下凸極永磁同步電機的定子α軸，β軸的電壓方程，將定子電流分量 isa，ise，轉子磁鏈分量如α，如e作為狀態變量列出狀態方程，并由此得出滑模變結構的觀測器 如下所示： 首先令 _ __
其中Usa，Use分別為定子α軸，β軸的電壓，isa，ise分別為實測出來的定子α軸，β軸的電 流，i'sa，i'se分別為觀測器估計的定子α軸，β軸的電流，如α，如e分別為實際轉子α軸，β軸的磁 鏈，Φ'τα,Φ'τΡ分別為觀測器估計的轉子α軸，β軸的磁鏈，Rs為定子電阻，Lsd為定子直軸電感， Lsq為定子交軸電感，ω為轉子轉速，M，N為滑模增益； (2) 預測方程如下： 根據凸極永磁同步電機的電壓方程，將i sa，i sfi，如。，如0作為狀態變量，山。，Use作為輸入 變量列寫狀態方程，記為 X=AX+BUs，X=[isa isfi 如。ΦγΡ]Τ(即X為四行一列的列向量），Us=[UsaUse]T，（即Us為兩行 一列的列向量），對系數矩陣A求特征值及其對應的特征向量，對應的特征值為λι，λ2，λ3和λ4 其對應的特征向量記為pi，Ρ2，Ρ3和Ρ4并令
對上述狀態方程進行離散化處理之后，得到如下方程：
由于后續未用到4ra(tn+T)和4re(tn巧），所W沒有列出4ra(tn+T)和4re(tn+T)的預測方 程； (3) 特征控制方程 在上述離散化處理之后的方程兩端同時乘Wp-1，即有ρ-?χ(tn+T) =p-ipeΑΤρ-?χ(tn) +p-ip 八礦iBUs(tn)，化簡之后求出Us(tn)，即得到如下式： 并令如下式：
其中id" iqc分別為tn+T時亥U的定子d軸，q軸電流值，ido，iqo分別為tn時亥U的定子d軸，q 軸電流值，其可通過預測方程預測出來的tn時刻的定子α軸，β軸電流值isa，ise經過2s/化變 換得到，恥為永磁磁鏈， 求出 Usd(tn)，Usq(tn)后，再經過 2；r/2s 變換為 Usa(tn)，Use(tn); (4)通過給定轉矩Te。計算出給定值id。，iq。的值， 首先令：
只保留負實數根且絕對值小于ilim。
[0007]算出idc后，則
A.用第一階段算出的idc判斷是否處于電壓極限圓上或外部，也就是下式：
第二階段:若處于處于電壓極限圓上或外部，則利用上式等于加寸求解出idc(只保留負 實數根且絕對值小于ilim)，同時利用下面的方程求解iq。
(此處忽略了電阻的電壓降）； 用第二階段的id。判斷是否處于電流極限圓上或外部，也就是下式：
第Ξ階段:若處于電流極限圓上或外部，則利用上式等于加寸求解出idc(只保留負實數 根且絕對值小于ilim)，同時
第四階段:若處于電流極限圓內部，則idE，iq。與第二階段算出來的一樣。
[000引B.若用第一階段算出的idc判斷處于電壓極限圓內部，現J 第五階段:idc, iqc與第一階段算出來的一樣， 用第五階段的idc，iq。判斷是否處于電流極限圓上或外部，也就是下式
第六階段:若處于電流極限圓上或外部，則idc的值可由如下方程求解得出
(只保留負實數根且絕對值小于ilim)，同時
第屯階段:若處于電流極限圓內部，idE，iq。與第一階段算出來的一樣。
[0009] 本發明之所W采用運種控制方法，主要有W下的優點：1、本發明通過使用特征控 制的方法使凸極永磁同步電機的控制系統更加趨于數字化，更便于實驗驗證結果的正確 性。2、本發明補償了數字控制的延時，抑制了轉矩諧波，同時增加觀測器環節和預測控制環 節讓整個系統的結構更緊湊，更符合對電機的精確控制。3、本發明中的控制系統沒有使用 傳統的雙環（即角速度環，W及電流環）電動汽車系統，僅僅只是采用了特征控制構成整個 系統，少了兩組環的PI調節器，不僅使得電流響應速度變快，同時也避免了PI調節器固有的 飽和W及參數調節困難等問題。4、本發明不僅對每一步電機方程進行細化，同時也考慮了 很多技術上的約束和限制，如死區時間的補償等等，所W可W顯著減少超調和滯后的問題。 本發明的控制方法可W推廣至所有的交流電機類型中，尤其W電動汽車系統應用更廣泛。
【附圖說明】
[0010] 圖1基于特征控制的凸極永磁同步電機電動汽車系統整體結構框圖。
【具體實施方式】
[0011] 下面結合附圖和實例對本發明做進一步說明。
[0012] 圖1是基于特征控制的凸極永磁同步電機電動汽車系統整體結構框圖，該系統包 括定子d、q軸電流給定值計算1、凸極永磁同步電機特征控制2、凸極永磁同步電機預測控制 3、滑模變結構觀測器4、坐標變換5、單位延時模塊6、SVPWM模塊7、電壓源型逆變器8、凸極永 磁同步電機9、位置傳感器10、電角速度計算模塊11。
[0013] 位置傳感器10的輸入端從凸極永磁同步電機9的輸出端引出來，電角速度計算模 塊11的輸入端從位置傳感器10的輸出端引出來。坐標變換模塊5(3s/2s)是將凸極永磁同步 電機的Ξ相定子電流isa，isb，isc變換成靜止坐標系下的isa，ise，滑模變結構觀測器模塊4的 輸入端有5個，分別來自于坐標變換模塊5的兩個輸出isa，isfi，單位延時模塊6的兩個輸出Usa (tn-T)，Use(tn-T)，W及電角度計算模塊11的輸出端ω。凸極永磁同步電機預測控制模塊3 的輸入端有7個，分別來自于滑模變結構觀測器模塊4的4個輸出isa(tn-T)，ise(tn-T)，4ra (tn-T)，恥e(tn-T)，單位延時模塊6的兩個輸出Usa(tn-T)，Use(tn-T)，W及電角度計算模塊11 的輸出端ω。定子d、q軸電流給定值計算模塊1的輸入有兩個，一個是給定轉矩Te。，另一個是 電角度計算模塊11的輸出端ω。凸極永磁同步電機特征控制模塊2的輸入有7個，分別是定 子d、i3軸電流給定值計算模塊1的輸出idE，iq。，凸極永磁同步電機預測控制模塊3的輸出isa (tn)，ise(tn)，W及位置傳感器10的輸出0"SVPWM模塊7的兩個輸入來自凸極永磁同步電機 特征控制模塊2的兩個輸出Usa(tn)，Use(tn)，同時單位延時模塊6的輸入端來自于凸極永磁 同步電機特征控制模塊2的兩個輸出山。(tn)，Use (tn)。
[0014] 其中凸極永磁同步電機控制系統的核屯、算法為特征控制，逆變器輸出的Ξ相電流 驅動電機的靜止，本發明的算法是在特征控制基礎上，加入電流和磁鏈觀測器W及預測控 制環節，實現凸極永磁同步電機在新的控制策略上的突破。
[0015] 綜上所述，本發明所提出的基于直接特征控制的新型凸極永磁同步電機控制策略 可W快速有效的使逆變器輸出電流的諧波含量降低，本發明方法擺脫了電機傳統矢量控 審IJ，提出了基于特征控制的電機控制策略，從而完成了電流諧波的抑制，進而完成轉矩諧波 的抑制，該方法可W在不修改硬件的前提下，使用了特征控制算法來對電機實現控制，在特 征控制上增加了電流和磁鏈觀測器并加入了預測控制，對工業電機的轉矩諧波W及電磁噪 聲問題有抑制作用。
【主權項】
1. 一種基于直接特征控制的新型凸極永磁同步電機控制方法主要包括以下步驟： 1)本控制方法由如下模塊構成：電流傳感器，位置傳感器，電角速度計算模塊，坐標變 換模塊，單位延時模塊，預測控制模塊，定子d軸，q軸電流分量id，iq的給定值計算模塊，凸極 式凸極永磁同步電機，滑模變結構觀測器模塊，SVPWM即空間矢量脈寬調制模塊，凸極永磁 同步電機特征控制模塊； 2 )電流傳感器將檢測出的凸極永磁同步電機中三相定子電流ia，ib，i。作為輸入，送至 坐標變換模塊內，對三相電流進行三相/兩相（3s/2s)坐標變換，輸出是兩相靜止坐標系下 的定子電流分量i SCC，i sf!; 3) 凸極永磁同步電機轉子靜止的電角度Θ輸入至轉速計算模塊中，對電角度Θ進行求 導，得到轉速反饋值ω; 4) 將坐標變換模塊輸出的在tn-T時刻的定子電流分量isa，is{!，t n-T時刻的定子電壓分 量usa，Us{!，以及轉速反饋值ω這五個變量作為輸入，送至滑模變結構觀測器模塊中觀測出 t n-T時刻的定子電流分量isa，isp，轉子磁鏈分量φι·α，的值； 5) 將步驟(4)觀測出tn-T時刻的定子電流分量isa，isf!，轉子磁鏈分量的值送入預 測控制模塊得到^時刻的定子電流分量isa，isf!，轉子磁鏈分量la，的值； 6) 將給定轉矩Te。，轉速反饋值ω送入定子d軸，q軸電流分量isd，isq的給定值計算模塊， 輸出的是isd和i sq的給定值，記為id。，iq。； 7) 將步驟(5)預測出tn時刻的定子電流分量isa，is{!，電角度Θ，以及步驟(6)輸出的定子d 軸，q軸電流分量id，iq的給定值id。，iq。作為輸入，送至凸極永磁同步電機特征控制模塊中， 輸出是tn時刻的定子電壓分量U sa，Use ; 8) 將步驟(7)tn時刻的定子電壓分量Usa，Us{!分別經過單位延遲模塊，即延時一個T周期， 得到t n_T時刻的定子電壓分量usa，us{!，這就是步驟(4)所需要的U-T時刻的定子電壓分量 UsCL ? Us^ ； 9) 將步驟(7)計算出的tn時刻的定子電壓分量usa，us{!作為輸入，送至SVPWM模塊中，產生 六路PWM信號，以此作為逆變器三個橋臂的IGBT的門極驅動信號，來產生三相交流電壓驅動 凸極永磁同步電機工作。2. 如權利要求書1所詳述的一種基于直接特征控制的新型凸極永磁同步電機控制方 法，其主要的特征在于：（1)滑模觀測器設計方法如下： 根據在靜止坐標系下凸極永磁同步電機的定子a軸，β軸的電壓方程，將定子電流分量 isa，isp，轉子磁鏈分量φι·α，Φι·β作為狀態變量列出狀態方程，并由此得出滑模變結構的觀測器 如下所示： 首先令其中usa，us{!分別為定子α軸，β軸的電壓，isa，is{!分別為實測出來的定子α軸，β軸的電流， i'sa，i'si!分別為觀測器估計的定子a軸，軸的電流，He分別為實際轉子a軸，軸的磁鏈， Vrajrf!分別為觀測器估計的轉子α軸，軸的磁鏈，R s為定子電阻，Lsd為定子直軸電感，Lsq為 定子交軸電感，ω為轉子轉速，Μ，N為滑模增益； (2) 預測方程如下： 根據凸極永磁同步電機的電壓方程，將i sa，i sp，Φι·α，作為狀態變量，USCC，Usp作為輸入 變量列寫狀態方程，記為 X=AX+Bus，X=[isa isf! ΦΓβ]Τ(即X 為四行一列的列向量），Us=[UsaUsf!]T，（即U s 為兩行 一列的列向量） 對系數矩陣A求特征值及其對應的特征向量，對應的特征值為λ:，λ2，λ3和λ4其對應的特 征向量記為Pi，Ρ2，Ρ3和Ρ4并令 再令：對上述狀態方程進行離散化處理之后，得到如下方程： X(tn) =PeΛΤΡ-1 (tn-T) +P Λ -1 (eΛΤ-Ι)p-^Us(tn-T) (I為單位陣，T為采樣時間）由于后續未用到Φτα ( tn+T )和& ( tn+T )，所以沒有列出ltra ( tn+T )和& ( tn+T )的預測方 程； (3) 特征控制方程 在上述離散化處理之后的方程兩端同時乘以F1，即有PK tn+T) =p4peATpK tn) +P一1P AleAT-DpiBusUn)，化簡之后求出Us(tn)，即得到如下式： 并令如下式：其中id。，iq。分別為tn+T時刻的定子d軸，q軸電流值，id〇，iq〇分別為tn時刻的定子d軸，q軸 電流值，其可通過預測方程預測出來的tn時刻的定子α軸，β軸電流值isa，is{!經過2s/2r變換 得到，為永磁磁鏈； 求出usd(tn)，uSq(tn)后，再經過2r/2s變換為u sa(tn)，usfi(tn); (4)通過給定轉矩Te。計算出給定值id。，iq。的值 首先令：電壓極限圓的方程為： 第一階段：id。通過如下方程算出：只保留負實數根且絕對值小于illm， 算出id。后，則A.用第一階段算出的iac判斷是否處于電壓極限圓上或外部，也就是下式：v 第二階段:若處于處于電壓極限圓上或外部，則利用上式等于〇時求解出id。（只保留負 實數根且絕對值小于同時利用下面的方程求解iq。(此處忽略了電阻的電壓降） 用第二階段的id。判斷是否處于電流極限圓上或外部，也就是下式：第三階段:若處于電流極限圓上或外部，則利用上式等于〇時求解出idc(只保留負實數 根且絕對值小于iiim)，同時第四階段:若處于電流極限圓內部，則id。，、。與第二階段算出來的一樣； B.若用第一階段算出的id。判斷處于電壓極限圓內部，則 第五階段:idc，iqc與第一階段算出來的一樣； 用第五階段的idc，iq。判斷是否處于電流極限圓上或外部，也就是下式第六階段：若處于電流極限圓上或外部，則idc的倌可由如下方稈求解得出 (只保留負實數根且絕對值小于ium)，同時第七階段:若處于電流極限圓內部，id。，、。與第一階段算出來的一樣。
【文檔編號】H02P21/13GK105871278SQ201610233156
【公開日】2016年8月17日
【申請日】2016年4月15日
【發明人】康勁松
【申請人】舟山濟邦電氣科技有限公司