專利名稱：具有過流保護的開關模式電源的制作方法
技術領域：
本發明涉及一個開關模式電源。
一個典型的開關模式電源(SMPS)含有一個連接到輸入電源電壓端子以用于接收輸入電源電壓的由一個電感和一個雙向可控開關組成的串聯裝置。該開關是通過由一個晶體管和一個續流二極管組成的并聯裝置組成的。一個驅動或者控制電路提供了切換脈沖以將該開關交替地切換到導通和關斷狀態，根據該開關在關斷時的周期期間所產生的諧振的整流輸出電壓，該開關的導通狀態的周期是可控的。
在一些現有技術SMPS中的調節控制電路中的調節器是相對于在一個錯誤放大器中的一個錯誤信號進行響應以當雙向開關導通時變化間隔的長度。在電感中的電流的峰值以此受到控制。以此方式，當雙向開關關斷時被升高的諧振脈沖電壓的幅值受到控制以提供輸出電壓調節。
在逐個電流脈沖控制的基礎上，該SMPS可以運行在電流模式控制中。當電流達到由一個錯誤信號建立的闕值時，流過晶體管開關的電流終止。該錯誤信號實際上控制著電感中的峰值電流，該電感連接到晶體管開關。以此方式，控制電路以前向供給的方式立即修正了輸入電壓的變化而沒有使用錯誤放大器的動態范圍。
如果超出的電流持續的時間是短的，該晶體管開關和連接于其上的變壓器的繞組可以不會通過超出晶體管開關的承受范圍的開關電流受到損壞。例如在使用在視盤機驅動器中的并且由SMPS供電的一個電機的短的啟動間隔。然而在一個錯誤的情況發生時并且額外的電流產生了延長的間隔，該晶體管開關和變壓器繞組可能受到損壞。
因此，需要保護該SMPS以抵抗產生延長的間隔的額外的電流，該電流處于一個電平上，該電平小于由電流模式控制電路建立的電流限制。以此方式，具有較低的最大電流限制的晶體管開關能夠被使用。優選的，具有較低的最大電流限制的晶體管開關是較不昂貴的。
一個實現本發明的一個方面的開關模式電源裝置含有一個輸入電源電壓的電源和耦合到輸入電源電壓的電源的一個電感。一個第一個晶體管開關耦合到該電感并且響應于一個周期的開關控制信號以在電感中產生電流脈沖，該電感被耦合到負載電路以產生電源的輸出。一個調節器響應于一個信號，在逐個電流脈沖的基礎的根據上，該信號表示了一個給出的電流脈沖以產生開關控制信號以控制以電流模式控制方式產生的電源輸出。一個過流保護電路響應于該電流脈沖，該脈沖表示了一個信號，該信號用于在過流情況發生時抑制電源的輸出。一個電流傳感器響應于該給定的電流脈沖以產生電流脈沖，該脈沖表示了一個信號，該信號通過相應的信號路徑被耦合到每一個過流保護電路和調節器。
圖1示出了實現本發明的一個方面的被調諧的SMPS，圖2a，2b和2c示出了用于解釋調諧的圖1的SMPS的波形圖。
圖1示出了實現本發明的一個方面的一個調諧的SMPS。在圖1中，作為一個晶體管開關運行的一個N型的金屬氧化物半導體(MOS)功率晶體管Tr具有一個通過變壓器T1的初級線圈L1耦合到輸入電源，即直流(DC)電壓B+的端子20上的漏極端子。在電路結構中，未示出，該變壓器能夠作為一個隔離變壓器。電壓B+例如是從一個濾波器電容中導出的，該電容耦合到一個橋式整流器，其整流了一個主電源電壓，未示出。
晶體管Tr的一個源極端子通過一個電流傳感器或者一個示范電阻R12耦合到一個接地或者共同的端子。作為一個開關運行的續流二極管D6與晶體管Tr并聯地耦合并且包含在具有晶體管Tr的相同的部分中以形成一個雙向開關22。電容C6與二極管D6并聯連接并且與繞組L1串聯以當開關22不導通時與繞組L1的電感一起形成一個諧振電路21。
變壓器T1的一個次級繞組L2耦合到峰值整流二極管D8的陽極并且耦合到大地以在濾波器電容C10中產生一個輸出電壓VOUT，該電容耦合到二極管D8的陰極。電壓VOUT耦合到負載電路，未示出。相似的，在濾波器電容C9中的輸出電壓VOUT’是由整流二極管D7改善的一個峰值整流電壓。
一個錯誤放大器23是響應于電壓VOUT和一個參考電壓VREF。一個光敏耦合器IC1含有一個發光二極管。光敏耦合器IC1的晶體管的一個發射極通過一個電阻R4耦合到負DC電壓V3。光敏耦合器IC1的晶體管的集電極耦合到電容C3。在一個未示出的電路結構中，該光敏耦合器能夠用于隔離。光敏耦合器IC1的一個錯誤的集電極電流Ie表示了一個結果，以此，電壓VOUT大于參考電壓VREF，并且因此是它們之間的差值。
一個比較器晶體管Q2具有一個基極，其通過一個電阻R11耦合到在晶體管Tr的源極端子和電流傳感器電阻R12之間的連接點。晶體管Q2將晶體管Q2的基極電壓VBQ2與晶體管Q2的發射極上升高的錯誤電壓VEQ2進行比較。電壓VBQ2含有第一部分，其正比于晶體管Tr中的源極-漏極電流ID。DC電壓V2通過電阻R6耦合到晶體管Q2的基極以提高電阻R11上的電壓VBQ2的第二部分。
DC電壓V2通過電阻R5耦合到反饋環路濾波器，其由電容C3形成以構成一個電流源，該電流源對電容C2進行充電。錯誤電流Ie耦合到電容C3以對電容C3進行放電。二極管D5耦合在晶體管Q2的發射極和大地之間。二極管D5限制了到二極管D5的前向電壓VEQ2并且限制了在晶體管Tr中的最大電流。
晶體管Q2的集電極耦合到晶體管Q1的基極，并且晶體管Q1的集電極耦合到晶體管Q2的基極以形成一個再生的開關31。晶體管Tr的控制電壓VG在晶體管Q1的發射極上進行升高以形成再生的開關31的輸出端并且通過電阻R10耦合到晶體管Tr的柵極。
變壓器T1的次級繞組L3通過電阻R9進行耦合以產生一個交流(AC)電壓V1。電壓V1通過到晶體管Q1的發射極的電容C4和電阻R8進行交流耦合以產生晶體管Tr的驅動電壓VG。AC耦合的電壓V1通過集電極電阻R7耦合到晶體管Q2的集電極和晶體管Q1的基極。電壓V1通過二極管D2進行整流以產生電壓V3并且通過二極管D3產生電壓V2。
耦合在電壓源B+和電容C4的遠離繞組L3的一個端子30之間的電阻R3在接通或者啟動時對電容C4進行充電。當晶體管Tr上的柵極的電壓VG超過MOS晶體管Tr的一個闕值電壓時，晶體管Tr導通，引起晶體管Tr的漏極電壓VD下降。結果，電壓V1變成負的并且加強了電壓VG以負反饋方式保持晶體管Tr完全導通。
附圖2a-2c示出了用于解釋圖1的調諧的SMPS100的工作的波形圖。在圖1和圖2a-2c中的相似的標志和數字表示了相同的部分或者功能。
在圖2c的給定期間T的間隔t0-t1中，圖1的導通的晶體管Tr的電流ID是上傾斜的，因此在繞組L1中的電流IL1的相應的非諧振的電流脈沖部分是上傾斜的并且在變壓器T1的繞組L1的電感中存儲了電磁能量。在圖2c的時刻t1，含有從電阻R12的電壓導出的上傾斜部分的圖1的電壓VBQ2超出了由電壓VEQ2確定的并且導通了晶體管Q2的再生的開關31的觸發電平。電流在晶體管Q1的基極中流動并且再生的開關31在晶體管Tr的柵極上存在低阻抗。因此，圖2a的柵極電壓VG幾乎減小到零并且關斷了圖1中的晶體管Tr。當晶體管Tr關斷時，圖2b的漏極電壓VD升高并且導致從繞組L3耦合的圖1的電壓V1下降。存儲在電容CG中的電荷保持了鎖存模式工作直到圖2a的時刻t2。
當電壓VG小于用于保持在圖1的晶體管Q1足夠的集電極電流時，在晶體管Q2上的基極上的前向導通停止，因此在再生的開關31中的鎖存工作模式變為不可能。之后，連續下降的電壓V1導致圖2a的電壓VG的負部分40以保持圖1的晶體管Tr的關斷。
當晶體管Tr關斷時，漏極電壓VD如圖2b中的間隔t1-t2所示的上升。圖1中的電容C6限制了電壓VD的上升率，以致于在電壓VD在零電壓之上升高時晶體管Tr完全地不導通。因此，開關損耗和噪聲被有利的減少。當圖1的晶體管Tr關斷時，在圖2b的間隔t1-t3之間，含有電容C6和繞組L1的諧振電路開始諧振。電容C6限制了電壓VD的幅值。因此，優選的，沒有緩沖二極管和電阻是必需的以致于效率被提高并且開關噪聲降低。
在圖2b的時刻t3之前的電壓VD的下降使圖1的電壓V1變為正電壓。在圖2b的時刻t3，電壓VD接近于零電壓并且稍微為負，使圖1中的緩沖二極管D6導通并且將圖2b的電壓VD箝位在大約為零。因此，圖1的諧振電路21示出了諧振的半周。在圖2b的時刻t3，圖2a的電壓VD上升更為正的，這是因為在圖1中的電壓V1的極性的改變。
優選的，當電壓VD大約為零時，晶體管Tr的下面的導通通過一個延遲時間被延遲直到圖2b的時刻t3，該延遲時間由電阻R8和柵極電容CG的諧振時間所確定。因此，產生了最小的開關損耗并且開關噪聲被減小。
電壓VOUT的負反饋調節通過在濾波電容C3中的變化的電壓VEQ2實現，當電壓VOUT大于電壓VREF時，電流Ie對電容C3減小放電并且減小了電壓VEQ2。因此，比較器晶體管Q2的闕值電平下降。因此，晶體管Tr中的電流ID的幅值和傳輸到負載電路的功率減小，未示出。另外，當電壓VOUT小于電壓VREF時，電流Ie為零并且電阻R5中的電流升高了電壓VEQ2。因此，晶體管Tr中的電流ID的幅值和傳輸到負載電路的功率升高，未示出。因此，含有再生的開關31的晶體管Q3控制電路根據電壓VEQ2提供了在晶體管Q3中的電流ID的周期調節。
調諧的SMPS100在逐個電流脈沖控制的基礎上工作在電流模式控制上。在圖2c的間隔t0-t1期間的電流ID的電流脈沖在圖1晶體管Tr中流動，當它達到由電壓VEQ2確定的并且由形成錯誤信號的錯誤電流Ie建立的圖1的晶體管Q2的闕值電平時，該電流結束在圖2c的時刻t1。該錯誤信號實際控制了在繞組L1的電感中流動的電流ID的電流脈沖的峰值電流。有利的，該控制電路以正反饋的方式立即修正了電壓B+輸入電壓的變化而沒有使用錯誤放大器23的動態范圍。以此方式，得到了電流模式調節和調諧的SMPS的優點。
實現本發明特征的過電流保護電路200含有一個整流器200a。整流器200a含有一個與整流二極管D19串聯的電阻R18，該二極管耦合在一個節點，其中電壓VR12被升高，和一個積分器電容C11之間。電阻R19與電容C11并聯以提供一個對存儲在電容C11中的電荷的放電路徑。電容C11中的電壓通過一個基極電流限制電阻R20耦合到晶體管Q6的一個基極。晶體管Q6耦合到一個晶體管Q5以形成一個R-S觸發器或者鎖存器200b。晶體管Q5的發射極耦合到晶體管Q1的基極以當晶體管Q5導通時以到不工作的晶體管Q3的方式導通晶體管Q1。
電阻R18和積分電容C11的時間常數確定了電阻R12上的電壓VR12的長時間的峰值。當超出的負載電流在晶體管Q3中產生超出的電流ID時，在足夠長的間隔內，例如幾百微秒，當電容C11中的電壓變為足夠高以導通晶體管Q6，一個重復的動作使晶體管Q5導通時，電容C11以一個到下一個電流ID的循環的方式持續地上升。結果是鎖存器200b作為一個用于切斷從晶體管Q3的柵極的驅動電壓VG的導通開關開始操作。結果，電壓源停止了振蕩并且停止提供功率到負載。
根據本發明的特征，當過流條件持續超過為了晶體管Q3的安全操作所要求的更長的時間時，例如超過幾百微秒，過流保護電路200關斷了晶體管Q3。相反，當過流條件持續只有更短的時間時，晶體管Q3的操作沒有受到干擾。
有利的，在一個短的時間間隔內電流ID的峰值電平在間隔的長度相對短的情況下超過了一個預定的安全的值，在該間隔內電流ID是高的。電路200建立了短時間的間隔的長度和電流ID的預定的長時間的安全值。有利的，晶體管Q3的所需要的最大電流承受范圍能夠被放寬，因為當超過的電流的周期是短的時，晶體管Q3可以不受到超過承受范圍的電流ID的損害。例如，使用在視盤驅動器并且由SMPS100供電的電機的短的啟動間隔。然而，當錯誤的條件發生并且潛在的損害的過流持續長時間的間隔時，晶體管Q3相對于這樣的過流條件被保護。
跟隨電源被斷開，電容C11連續地下降。當在晶體管Q5和Q6中的電流低于保持鎖存條件的電平時，導通停止并且電源開始正常的啟動。當異常高的負載出現時該導通和關斷的周期出現相同的時間。電阻R19提供了用于電容C11的放電路徑以允許提供正常的峰值負載電流而不會導致鎖存器200b的導通。
如上所述，DC電壓V2通過電阻R6耦合到晶體管Q2的基極以提高在電阻R11上的第二部分的電壓VBQ2。在圖2c的間隔t0-t1期間，圖1的電壓V2等于電壓B+乘以變壓器T1的繞組L3和L1的導通率。
晶體管Q2的闕值根據電壓V2進行變化，并且因此根據電壓B+進行變化。因此電流ID的峰值也根據電壓B+變化。有利的，該特征用于保持SMPS100的恒定的功率傳輸容量，以致于超過的過流不能夠在高的AC主電源電壓下進行傳輸，未示出。
根據本發明的其他特征，電壓VR12被耦合到周期調節器的比較器晶體管Q2的每一個并且通過不包括晶體管Q3的信號路徑耦合到過流保護電路200a。有利的，通過使用電流傳感器電阻R12來產生對于周期調節器和過流保護電路200a所共用的電壓VR12，該電路被簡化。
權利要求
1.一個開關模式電源裝置，含有一個輸入電源電壓(RAW B+)的電源；一個耦合到所述的輸入電源電壓的所述的電源的電感(L1)；一個第一個晶體管開關(Q3)，耦合到所述的電感并且響應于一個周期的開關控制信號(VG)以在所述的電感中產生電流脈沖(IL1)，該電感耦合到一個負載電路以產生所述的電源的輸出(VR12)；一個調節器(Q2)，響應于一個表示給定的電流脈沖的信號(VR12)以產生所述的開關控制信號在逐個電流脈沖的基礎上以電流模式控制的方式控制所述的電源輸出端；一個過流保護電路(200)，響應于所述的電流脈沖，當過流條件發生時，該脈沖表示了用于終止所述的電源輸出的信號；和一個電流傳感器(R12)，響應于所述的給定的電流脈沖以產生表示信號的所述的電流脈沖，該信號通過相應的信號路徑(通過R11，通過R18)被耦合到每一個所述的過流保護電路和所述的調節器。
2.如權利要求1的裝置，其中，每一個所述的信號路徑(通過R11，通過R18)不含有所述的第一個晶體管開關(Q3)。
3.如權利要求1的裝置，其中，所述的過流保護電路(200)含有一個響應于表示信號(VR12)的所述的電流脈沖的一個整流器(D19)并且被耦合到一個濾波電容(C11)以產生一個傾斜的電容電壓，當每一個電流脈沖產生時，該電壓以根據與所述的電容相聯系的時間常數(R18，C11)所確定的傾斜率進行傾斜，和一個檢測器(Q6)，當所述的傾斜電容電壓達到一個與所述的過流條件相聯系的闕值電平時，該檢測器用于檢測。
4.如權利要求3的裝置，其中，所述的電容(C11)耦合到一個再生的開關(Q5，Q6)，其耦合到所述的第一晶體管開關的控制端(柵極)以當所述的電容電壓達到所述的再生的開關的觸發電平時斷開所述的第一晶體管開關(Q3)。
5.如權利要求1的裝置，其中，當所述的過流條件持續一個間隔，該間隔遠遠大于所述的給定的電流脈沖(IL1)的周期時，所述的過流保護電路(200)斷開了電源的輸出。
6.如權利要求1的裝置另外含有一個耦合到所述的電感(L1)以形成一個調諧的諧振電路(21)的電容(C6)，其中當所述的第一晶體管開關導通時，所述的開關控制信號以一種方式產生以在所述的第一晶體管開關(Q3)的一對主電流導通端子(源極-漏極)之間保持一基本上的零電壓。
7.如權利要求6的裝置，其中，所述的第一晶體管開關的一個給定的切換周期，在所述的諧振電路(21)中改進的一個諧振脈沖(VD)在所述的諧振電路中形成了諧振的一個半周期。
8.如權利要求6的裝置另外含有一個第二開關(D6)耦合到所述的第一晶體管開關(Q3)以在所述的主電流導通端子(源極-漏極)之間提供一個低阻抗，以當所述的第一晶體管開關導通時在所述的第一晶體管開關的所述的主電流導通端子之間保持基本為零的電壓。
9.如權利要求8的裝置，其中，所述的第二開關(D6)含有一個緩沖二極管，其與所述的第一晶體管開關(Q3)并聯。
10.如權利要求1的裝置，另外含有一個第二信號(23)的源用于根據所述的第二信號控制所述的電源的所述的輸出(VOUT)，其中所述的電流傳感器(R12)含有一個電阻，其與所述的第一晶體管開關(Q3)串聯連接以產生一個傾斜的電壓(VR12)，當所述的給定的電流脈沖超過由所述的第二信號所確定的一個闕值電平時，該傾斜的電壓表示了所述的電流脈沖(IL1)的傾斜的部分并且耦合到所述的調節器(Q2)以使所述的開關控制信號(VG)的狀態在所述的給定的電流脈沖的所述的傾斜期間進行改變。
11.一個開關模式電源裝置，含有一個輸入電源電壓(RAW B+)的電源；一個耦合到所述的輸入電源電壓的所述的電源的電感(L1)；一個第一個晶體管開關(Q3)，耦合到所述的電感并且響應于一個周期的開關控制信號(VG)以在所述的電感中產生電流脈沖(I L1)，該電感耦合到一個負載電路以產生所述的電源的輸出(VR12)；一個調節器(Q2)，響應于一個給定的電流脈沖以產生所述的開關控制信號以電流模式控制的方式在逐個電流脈沖的基礎上控制所述的給定的電流脈沖，以傾斜的方式變化的并且被耦合到第一再生的開關(Q1，Q2)的所述的電流脈沖被耦合到所述的晶體管開關的所述的控制端以當所述的第一再生的開關的闕值電平被超過時在所述的電流脈沖的每一個周期中斷開所述的晶體管開關；和一個過流保護電路(200)，響應于所述的電流脈沖，并且含有一個第二再生的開關(Q5，Q6)用于當過流條件產生時斷開所述的晶體管開關，當所述的電流脈沖的幅值超過第一值并且持續的時間超過第一間隔，該間隔遠遠大于所述的給定的電流脈沖的周期時，該過流條件產生，當所述的電流脈沖的所述的幅值在比所述的第一間隔更短的間隔期間內超過所述的第一值時，所述的晶體管開關的操作沒有受到干擾。
全文摘要
在一個開關模式電源中在晶體管開關的導通間隔和關斷間隔期間在晶體管開關(Q3)上保持零電壓。該調諧的開關模式電源在逐個的電流脈沖控制的基礎上以電流模式控制的方式進行工作。當過流的條件持續的時間長于第一間隔時,而第一間隔遠遠大于在晶體管開關中的一個給定的電流脈沖的期間,則過電流保護電路(200)斷開該晶體管開關。當過電流的條件持續的時間短于第一間隔時,該晶體管的工作沒有受到干擾。
文檔編號H02M1/32GK1269064SQ98804270
公開日2000年10月4日 申請日期1998年4月1日 優先權日1997年4月16日
發明者W·V·菲茨格拉爾德 申請人:湯姆森消費電子有限公司