專利名稱：用來把直流電壓轉換成交流電壓的低雜散互連電感功率轉換模塊、及其轉換方法
在過去幾年，電力電子工業已經有快速增長。該工業涉及電力電子控制開關的使用。這些開關的功能是在電子信號的命令下順序閉合和斷開兩個電極之間的導電連接。實際技術使用半導體基片來生產這些開關，由此其切換時間遠比最好的機械式繼電器的切換時間短。因為如此，功率半導體開關對于潮流控制有吸引力。在這些系統中，半導體開關通常在限定的配置中與無源元件成組，并且連接在電源與負載或另一個電源之間。而且，提供一系列電壓和電流傳感器，以把信息供給到其中分析所述信息的控制單元。根據分析的信息，把切換命令從控制單元傳送到開關，從而大量電能能以受控方式在諸源之間交換。這些系統最好稱作功率轉換器。
功率轉換器的一個常見用途是用來驅動電動機。在這種類型的用途中，直流電壓源一般用作電源，而功率轉換器用來把直流電壓轉換成多相交流電壓，以供給和控制多相交流電動機。這些直流到交流功率轉換器通常也稱作逆變器。
為了把大功率供給到交流電動機，功率轉換器要求開關能承受高電壓和大電流。在大多數已知的配置中，功率轉換器以硬切換模式操作開關。在這種模式中，開關分兩步從斷路狀態走到完全導電狀態。在第一步驟，在跨過開關仍有斷路電壓的情況下，電流通過開關升高以達到負載電流。在第二步驟，負載電流通過開關循環，同時斷路電壓下降，直到跨過開關達到完全導電的電壓降。為了從完全導電狀態走到斷路狀態，反過來完成相同的步驟。
在這兩個步驟期間，電流電壓乘積非常高，并且在電子元件內產生切換功率損耗。這些切換功率損耗添加到開關的導電損耗上，并且這兩者都產生熱。為了避免電子元件的毀壞，其溫度必須保持在臨界值以下。然后借助于與切換裝置并排接合的散熱器實現電子零件的冷卻，以釋放熱能。這種散熱器的大小直接取決于產生的熱損耗量，該熱損耗量本身與切換頻率成正比地變化。一方面，以低切換頻率操作的轉換器要求較小的散熱器。另一方面，希望較高的切換頻率，以減小濾波器零件的大小和聲頻噪聲。因此，不得不在操作切換頻率的選擇中進行妥協。為了減小散熱器和濾波器零件的大小，為了減小噪聲，及為了增大功率轉換器的效率，不得不減小導電和切換損耗。
今天在功率轉換器中最常用的切換元件是柵電容晶體管，象Mosfet、IGBT或MCT，因為他們容易操作。這些開關元件的導電損耗與其物理性能、與其大小、及與其他們中幾個能并聯安裝的事實有關。因而，通過對控制切換元件的方式作用，對于減小這些導電損耗幾乎或根本無能為力。例如，當其柵輸入電容完全充電時，不可能通過處理其控制對Mosfet或IGBT的導電損耗起作用。但是，在以這樣一種方式操作開關、以致于通過處理控制開關的方式仍能對切換損耗起作用的情況下，有可能減小切換損耗。于是，通過用適當的電調節，如適當選擇用于IGBT或Mosfet的柵電阻器，增大切換速度，能進一步減小切換損耗。然而，功率電子切換裝置然后經受由流經位于功率轉換器組件內的雜散互連電感的電流突然變化引起的高瞬變電壓峰值。這些電壓峰值添加到母線電壓上。結合電壓峰值和母線電壓的電壓在斷相期間跨過開關施加。如果電壓峰值的幅值變得太高，則功率轉換器內的切換電子元件可能被損壞。此外，電壓峰值產生通過雜散電容元件影響電路中的其他零件的噪聲，并且他也添加EMI(電磁干擾)問題。
而且，正好在斷相之前，應該注意存儲在雜散互連電感磁場中的能量將必須釋放。該能量通過開關內的熱損耗消除。在M.Fasching的標題為“由開關模式轉換器中的雜散電感造成的損耗”、且發表于EPE期刊，第6卷，No.2,1996年9月第33-36頁的文章中，解釋到當在相同周期中接通電流不同于斷開電流時，轉換器中的附加功率損耗可能與雜散互連電感有關，這些損耗主要構成功率轉換器的總損耗。
為了減小電壓峰值或減小轉換器的切換損耗，可以采用不同的技術。
首先，跨過開關連接一個箝位裝置，以抑制在開關斷相期間的電壓峰值。這樣做，箝位裝置轉移和保持剛好在斷相前存儲在雜散互連電感中的能量。應該注意，當箝位裝置在操作中時，開關不再控制電流的下降速率。該下降速率取決于施加在雜散互連電感上的電壓，并且取決于雜散互連電感的值。這個電壓的值代表能承受的電壓峰值的幅值。而且，當箝位裝置在操作中時，能量從直流電源抽出到箝位裝置中。所以，箝位裝置的添加增大了斷開損耗，并且開關放松了其對電流下降速率的控制。抑制得電壓峰值越多，由箝位裝置處理的能量量越大。如果通過熱損耗消除這種能量，那么它影響功率轉換器的效率。根據該技術狀態的最新發展，使用包含把收集的能量送回直流電壓源的附加零件的箝位裝置。然后，效率不受影響，但系統更加復雜。
其次，代之以增大引起電壓峰值的開關的斷開速度，可以使用能量恢復緩沖器，以吸收較高的切換損耗，并且把該能量送回電源。然后，能增大切換源電壓的頻率。于是，提高轉換器的效率，并且限制電壓峰值，但電流下降速率仍不能由開關控制。在I.Takahashi等人的標題為“關于用于晶體管逆變器的99％效率”、且發表在IEEE工業應用雜志，第2卷，1996年11月/12月第39-46頁的文章中，表示了能量恢復緩沖器電路的使用，以提高上述轉換器的效率。
上述的兩項技術都改進了功率轉換器，但他們都向電路添加零件，因此增加了整個組件的復雜性。
在不能抑制電壓峰值的用途中，不希望使用箝位裝置或緩沖器，因此必須使用能支持母線電壓與斷相期間電壓峰值之和的高壓電力電子切換裝置。不幸的是，這種方案誤用了裝置的切換能力，要求較大的組件以與較大的半導體芯片一起操作，并且產生較高的導電損耗，因為使用的芯片大小和其導電損耗都隨其電壓承受能力增大。因此，強烈地希望減小功率轉換器組件內的雜散互連電感，以減小施加在切換裝置上的電壓峰值的幅值，以增大切換速度，以避免箝位裝置或緩沖器的使用，以借助于開關控制電流下降速率，以減小與雜散互連電感本身有關的損耗，及以減小功率轉換器的大小。
通過轉換器內的良好布線結構得到較小的雜散互連電感。在大的模塊中，并聯安裝幾個半導體芯片，以增大電流切換能力。這些半導體芯片的布線必須以特定的方式進行，以防止振蕩。較差的布線因為連接所有芯片的雜散互連電感，在斷開和接通各相期間在芯片之間產生振蕩。在設計新模塊時必須考慮這個問題。
在先有技術中已知的有美國專利Nos.5616955、5574312、5563447、5541453、5523620、5512790、5471089、5459356、5457604、5444295、5424579、5347158、5170337、5043859、4907068、英國專利No.2261768和歐洲專利No.621635、427143；及標題為“目的在于高頻用途的新穎小外形功率模塊”、發表在ISPSD會刊，關于功率半導體器件和集成電路的第8屆國際年會，1996年5月第321-324頁的文章；標題為“三菱模塊的最新技術改進”、發表在IEE討論會報告(摘要)，#146，1996年第5/1-5/5頁的文章；標題為“用于牽引用途的可靠1200安培2500伏特IGBT模塊”、發表在IEE討論會報告(摘要)，#81，1995年第3/1-3/13頁的文章；以及標題為“使用GaAs半導體、金屬基體復合包裝材料、和低電感設計的先進功率模塊”、發表在關于功率半導體器件和集成電路的IEEE國際討論會會刊，1994年第21-24頁的文章。
在這些資料中，提出了不同的實施例，以減小包含一個或多個半導體開關器件的外殼的內部部分內的雜散互連電感。然而，這些資料沒有講授也沒有表示如何減小由布線產生的雜散互連電感，布線把每個外殼連接到由一個電容器隔開的兩個直流電壓端子上。
在先有技術中已知的還有美國專利Nos.5430326、5202578，其中對于功率半導體器件提出了帶有特別外部連接裝置的模塊。就這些模塊而論，功率轉換器組件裝有互連長度減到最小的總線條或模塊，由此減小這些模塊外部的雜散互連電感。這些專利沒有講授也沒有表示如何能減小模塊內的雜散互連電感。
在先有技術中已知的還有標題為“匯流條改進功率模塊互連”、發表在功率轉換和智能運動功率和運動合成技術及用途，第21卷，1995年4月第18-25頁的文章。在這篇文章中，呈現了采用分層匯流條以在轉換器組件內互連功率模塊和電容器的布線技術。使用這種技術，實現低的雜散互連電感。然而，該文件沒有講授也沒有表示如何能減小模塊內的雜散互連電感。
在先有技術中已知的還有美國專利No.5528073、5493472、5414616、5313363、5142439、5132896和日本專利No.6225545。這些專利公開了每個用制造商的功率半導體切換模塊，特別是端子鏈和一個電容器，建立的功率轉換器組件。這些組件由具有特別布置的短導電互連件制成，從而模塊，且包括電容器，外部的互連電感較低。用這些組件實現整體較低的互連電感，但這些專利沒有講授也沒有表示如何能減小模塊內的雜散互連電感。
所有上述專利和文件僅給出了用來減小雜散互連電感的部分方案。
在先有技術中已知的還有美國專利No.4670833。在該專利中，公開了功率轉換器電路的完整布局。發明者公開了一種新的切換模塊，該模塊裝有連接裝置，并且布置有由一個絕緣層隔開、且直接連接在切換模塊上的兩塊層導電板制成的一對直流端子，由此減小雜散互連電感。當把一個濾波電容器直接連接到兩塊層導電板上時，實現整體低的雜散互連電感。在這個專利中，包含半導體開關的模塊、電容器和直流端子不是唯一外殼的部分。
在先有技術中已知的還有美國專利No.4755910，描述用來封裝電子電路的包裝單元。該發明是一塊裝有多個接線柱和至少一個中央開口的圓形電子電路板。接線柱分成兩組，第一組位于電路板的邊緣處，而第二組位于中央開口的邊緣處。而且，一個多層電容器形成一個疊置在電路頂部上的蓋。這個電容器經兩組接線柱把供電電壓引導到電子電路板。就這種特別的布置而論，供電電壓沿一段最大僅為具有相同面積的電子電路板中供電電壓傳導距離一半的距離傳導，其兩個供電電壓電極并排地位于電子電路板的邊緣處。因此對于電路線路中每個傳導路徑減小導線電感和導線電阻。這個發明是對于把多根信號線用于邏輯傳送的電子集成電路的一種改進，在該邏輯傳送中單個導線電感能引起干擾邏輯電平譯碼的噪聲。然而，這個發明沒有講授也沒有表示如何能提供一種低互連電感功率轉換模塊。
因而，本發明的一個目的在于提供一種低雜散互連電感轉換模塊、和一種用來把直流電壓轉換成交流電壓的方法，其中功率切換裝置、直流端子、一個交流端子和隔離電容器位于獨特的外殼內，并且雜散互連電感比用先有技術的設備和方法得到的低。
根據本發明，提供了一種用來把直流電壓轉換成交流電壓的低雜散互連電感功率轉換模塊，該模塊包括兩個直流電壓端子，用來接受直流電壓；一個交流電壓端子，用來輸送交流電壓；一個半橋，包括一對經交流電壓端子連接為直流電壓端子之間的一系列推拉輸出電路的功率切換元件；及一個隔離裝置，用來隔離半橋，該隔離裝置包括一系列由一種介電材料隔開的、且近似地與半橋以重疊關系延伸的至少兩塊鄰近疊置的電極板，鄰近電極板的每一塊連接到直流端子的不同的一個上，電極板用兩個功率切換元件、直流端子和交流端子，形成一個減小橫截面的帶狀電流閉合回路，通過該回路得到一種低雜散互連電感功率轉換模塊。
根據本發明，還提供了一種把直流電壓轉換成交流電壓的方法，該方法包括把直流電壓施加到其之間連接有一個半橋的兩個直流電壓端子上，半橋包括一對經一個交流電壓端子連接為直流電壓端子之間的一系列推拉輸出電路的功率切換元件；交替地切換功率切換元件；借助于一個隔離裝置隔離半橋，該隔離裝置包括一系列由一種介電材料隔開的、且近似地與半橋以重疊關系延伸的至少兩塊鄰近疊置電極板，鄰近電極板的每一塊連接到直流端子的不同的一個上，電極板用兩個功率切換元件、直流端子和交流端子，形成一個減小橫截面的帶狀電流閉合回路；及借助于交流電壓端子輸送交流電壓。
在參照附圖閱讀僅為舉例目的的本發明最佳實施例的如下非限制性描述時，本發明的目的、優點和其他特征將變得更明白。
圖1是先有技術中已知的一種直流至交流功率轉換器的示意電路圖；圖2是示意圖，表示流經一個閉合回路的電流生成的磁通，用來支持解釋本發明；圖3是示意圖，表示流經一個圓柱形導體的電流生成的磁場，用來支持解釋本發明；圖4是根據本發明的一種功率轉換模塊的示意立體圖5是圖4中所示功率轉換模塊的示意立體圖，帶有剖開部分以表示其內部部分；圖6是根據本發明的一種功率轉換模塊的示意立體圖，帶有剖開部分以表示其內部部分；圖7是根據本發明的一種功率轉換模塊的示意分解立體圖；圖8是圖7中所示功率轉換模塊在組裝位置的示意立體側視圖；圖9涉及圖7和8的模塊，表示相對于時間跨過開關的電壓和負載中的電流；圖10相對于由輸出開關承受的電壓，表示測量輸出電容，涉及圖7和8的模塊；圖11是根據本發明的一種功率轉換模塊的示意立體圖；圖12是示意圖，表示流經同心圓柱形導體的電流生成的磁場，用來支持解釋本發明；圖13是等效于圖12中所示電路的電路圖；圖14是根據本發明的一種功率轉換模塊的示意立體圖；圖15是示意電路圖，表示包括圖14中所示模塊的一種功率轉換器；圖16(a)、(b)和(c)表明相對于時間的圖15的網孔電流I1和I2，電流I2以兩種不同的情形表示；圖17是根據本發明的一種功率轉換模塊的示意分解立體圖；圖18是圖17中所示功率轉換模塊在組裝位置的示意立體側視圖；圖19涉及圖17和18的模塊，表示相對于時間跨過開關的電壓和負載中的電流；圖20是根據本發明的一種功率轉換模塊的示意分解立體圖；圖21是圖20中所示功率轉換模塊在組裝位置的示意立體側視圖；圖22涉及圖20和21的模塊，表示相對于時間跨過開關的電壓和負載中的電流；圖23是示意電路圖，表示包括圖14中所示模塊的一種功率轉換器，用來支持解釋本發明；圖24是根據本發明的一種功率轉換模塊的示意立體圖；圖25是開關的示意電路圖，一種功率轉換模塊帶有其驅動器；
圖26是電馬達輪組件的轉子和定子的部分剖視的正視圖；及圖27是圖26中表示的示意圖，具有根據本發明的改進。
現在參照圖1，表示一種單相直流至交流功率轉換器的基本布局，如在先有技術中已知的那樣。它包括安裝在推拉輸出電路配置中的兩個電力電子開關2和4。這種功率轉換器也稱作半橋配置。開關2、4帶有分別連接到直流端子6、8上的端部，并且還帶有在端子10處連接在一起的端部(以后文中也稱作中心點)。一個端子定義為電氣零件電氣連接到其上的接合點。一個電容器12和一個直流電壓源14并聯連接在直流端子6與8之間。L1和L2是雜散布線電感。一個具有電流幅值I的直流電流源16使一端連接到中心點10，而另一端連接到直流電壓源14的負極上。當交替地斷開和閉合開關2和4時，在中心點10處產生交流電壓。兩個開關2和4按預定順序交替地斷開和閉合，以得到希望的交流電壓幅值和諧波成分。在多相用途中，借助于并聯連接到端子6和8上的多個半橋產生多相電壓，其各中心點連接到其本身的負載上。在功率轉換器的操作期間，由于在開關2、4中的突然電流變化，在電路的雜散互連電感L1、L2中感應出電壓。
現在參照圖2，討論以上的現象。在閉合回路19中流動的單電流18產生由如下定義的磁通ΦΦ=L·I其中I是電流，而L稱作電路的自感且只取決于電路的幾何尺寸。在電路中流動的電流變化在該電路中產生等于LdI/dt的感應電壓，該感應電壓添加到已經存在于回路19中的其他電壓上。
因此，在功率轉換器組件內造成電壓峰值的雜散互連電感取決于電路組件的幾何尺寸。為了確定功率轉換器中的雜散互連電感，必須完成切換順序的分析，以測量其對電路所有節點中的電流分布的影響。
再參照圖1，當功率轉換器在操作中時，直流電流源16的電流I沿兩個不同的路徑流動。作為一種近似，直流電流源16的電流I認為是恒定的，以反映具有比切換周期高得多的時間常數的電感性負載的行為，例如象電動機一相的電感的行為。當開關2閉合，而開關4斷開時，電流I流經端子8。當開關4閉合，而開關2斷開時，電流I流經端子6。在這兩種狀態之間，開關2、4都處于換向狀態。在這種換向狀態期間，流經端子6、8之一的正(或負)電流隨流經其他端子6或8的負(或正)電流的升高而下降，從而之和保持等于I。正電流視作從頂部向底部流經相應開關2、4的電流。在換向狀態期間，相同幅值和符號的電流變化dI/dt出現在開關2和4中，并且通過端子6、8和10。這種換向狀態越快，開關2和4及端子6、8和10中的電流變化速率越高。
一般地說，電壓源14不設置在功率轉換器附近。因此，一個電容器12跨過端子6、8靠近兩個開關2、4連接，從而大的電流變化不會流入電壓源14與功率轉換器之間的雜散互連電感L1中。流經端子6、8的大變化電流經起短路作用的電容器12沿閉合回路路徑21流動。電壓源14僅產生具有非常低諧波電流的直流。因此在電壓源14與電容器12之間的互連電感L1中僅感應出非常低的電壓。造成電壓峰值的這種大電流變化dI/dt由此施加在流經開關2和4，流經端子6、8和10及流經電容器12的電流閉合回路路徑21上。這種感應電壓峰值的幅值取決于由閉合回路路徑21的幾何形狀形成的雜散互連電感L2。此外，這種感應電壓峰值添加到電容器12的電壓上，并且在斷相期間跨過開關2或4施加。感應電壓與電流變化有關，如以下公式所示V=L2dI/dt本發明的目的在于提供一種在獨特外殼中的緊湊功率轉換器組件，該緊湊功率轉換器組件包括半橋電力電子切換裝置、直流端子、交流端子和電容器。這種緊湊功率轉換器組件應該具有減小的總雜散互連電感L2以減小施加在開關2、4上的瞬時電壓峰值，允許較高的切換速度，避免使用箝位裝置或緩沖器，允許借助于開關控制電流下降速率，允許幾個切換裝置并聯安裝，減小由雜散互連電感L2本身造成的損耗，及減小轉換器的尺寸。
現在參照圖3，這里表示一個直徑d和長度l的圓柱形導電體。均勻地以帶狀形式分布在圓柱表面上的電流回路I1，產生一個沿圓柱中心軸線的磁場H1，該磁場H1產生自感。對于l＞0.2d，如下公式給出具有小于3％誤差的電感值L=2.2d2d+2.2l·10-6]]>亨利(1)其中l和d為米。這個公式表示在“電技術”，第二版，第230頁，由TheodoreWildi所著，Laval大學出版社出版。例如，如果我們把表示先有技術中已知電流模塊尺寸的d和l值代入公式(1)，我們得到幾個10-9亨利的生成電感。本發明通過在相切換期間在轉換器模塊組件中提供帶狀電流路徑，減小雜散互連電感。
現在參照圖4和5，分別表示根據本發明提供一種帶狀電流路徑的一種功率轉換器模塊的立體圖，并且相同的模塊具有剖開的部分以露出其內部的部分。
低雜散互連電感功率轉換模塊用來把直流電壓轉換成交流電壓。它包括兩個用來接收直流電壓的直流電壓端子20和22、和一個用來輸送交流電壓的交流電壓端子24。還提供有一個半橋，該半橋包括一對經交流電壓端子24連接為直流電壓端子20與22之間的一系列推拉輸出電路的功率切換元件26和28。有一個用來隔離半橋的隔離裝置30。隔離裝置30包括一系列由一種介電材料隔開的、且近似地與半橋以重疊關系延伸的至少兩塊鄰近疊置電極板31。鄰近電極板31的每一塊連接到直流端子20和22的不同的一個上。電極板31用兩個功率切換元件26和28、直流端子20和22、及交流端子24，形成一個減小橫截面的帶狀電流閉合回路64，通過回路64得到一種低雜散互連電感功率轉換模塊。疊置電極板31形成電容。
最好，功率轉換模塊包括一個由陶瓷材料制成的基座32，其上安裝功率切換元件26和28。功率切換元件26和28的每一個都包括一排并聯安裝的功率半導體器件。交流端子24包括一塊安裝在基座32上的中心金屬板34。直流端子20和22的每一個都包括一塊安裝在基座32上的側金屬板36或38、及一塊連接在相應側金屬板36或38與隔離裝置30之間的側面豎直金屬壁40或42。功率切換元件26和28經交流電壓端子24的中心金屬板34，連接成直流電壓端子20和22的側金屬板36與38之間的一系列推拉輸出電路。
最好，每排功率半導體器件包括MOSFET、IGBT和/或二極管。模塊進一步包括安裝在基座32上靠近MOSFET或IGBT的驅動器54，以把柵信號帶到MOSFET或IGBT。在本說明書中，把驅動器定義為一塊裝有電子零件的板，這些電子零件用來經輸出連接區把模擬柵信號供給到半導體芯片的柵。最好，減小橫截面的帶狀電流閉合回路由中心板34、側金屬板36和38、側面豎直金屬壁40和42、疊置電極板31及切換元件26和28限定。這個帶狀電流閉合回路具有矩形橫截面。
在操作中，用來把直流電壓轉換成交流電壓的方法包括步驟把直流電壓施加到其之間連接有一個半橋的兩個直流電壓端子20和22上，半橋包括經一個交流電壓端子24連接為直流電壓端子20與22之間的一系列推拉輸出電路的一對功率切換元件26和28。
然后有這樣的步驟交替地切換功率切換元件26和28；及借助于一個包括一系列由一種介電材料隔開的、且近似地與半橋以重疊關系延伸的至少兩塊鄰近疊置電極板31的隔離裝置30來隔離半橋，鄰近電極板31的每一塊連接到直流端子20和22的不同的一個上。電極板31用兩個功率切換元件26和28、直流端子20和22、及交流端子24，形成一個減小橫截面的帶狀電流閉合回路。最后，有一個借助于交流電壓端子24輸送交流電壓的步驟。
板36、38和34是提供在由諸如礬土或氮化鋁之類的絕緣基體制成的基板32上的導電條。這些條并聯地且沿方向A安置。第一排半導體芯片46和第二排半導體芯片48，如Mosfet、IGBT和/或二極管，分別安裝在導電板36和34的表面上。半導體芯片46和48與其各自的導電板36和34電氣連接。而且，第一排半導體芯片46的表面連接區與至導電板34的聯接導線50電氣連接。第二排半導體芯片48的連接區與至導電板38的聯接導線52電氣連接。而且，由諸如礬土之類的絕緣基體制成的驅動器板54置于芯片的附近，以經聯接導線56提供柵信號。這樣，整個組件包括一個半橋功率轉換器電路。
用諸如陶瓷之類的介電材料分隔的一系列疊置橫向導電板31，以最小的距離安裝在絕緣基板32的頂部。該最小距離為聯接導線50和52留有位置。而且，每塊導電板31僅一個邊緣連接到豎直壁40或豎直壁42上，邊緣連接的順序從板31的一塊到下一塊交替。
因此，板31的組件形成一個電容器。該電容器并聯地直接連接到安裝在其下方的半橋功率轉換器上。
端子22用來接收雙極直流電壓源的第一電極(未表示)。端子20用來接收雙極直流電壓源的第二電極(未表示)。端子24用來與一個負載(未表示)連接。由此，整個組件經半橋功率轉換器把交流電壓供給到負載。端子20、22和24上的連接點位置在功率轉換器中不重要，并且可以在對電氣、機械或裝配目的方便的地方。
本發明的模塊包括幾個并聯的半橋轉換器，每一個由以推拉輸出電路配置安裝的兩個半導體芯片46和48制成。半導體芯片46和48的每一個由并聯連接到IGBT芯片上二極管芯片制成。這些半橋轉換器并聯地沿方向A排列，以增大電流能力。電容器30跨過所有并聯半橋轉換器直接連接。這樣，得到所有半橋轉換器的直接隔離，并且避免了在接通或斷開期間由于雜散互連電感在鄰近半橋轉換器之間造成的可能振蕩。而且，進行芯片46、48的定位和聯接，以得到電流沿方向A的均勻分布。這樣，瞬時電流回路路徑沿方向B定向。此外，由板31制成的電容器對于瞬時電流起短路的作用，從而在功率轉換器切換順序期間出現的電流變化沿帶狀路徑64流動，帶狀路徑64類似于圖3中所示的管狀幾何形狀。
因此，這個組件的雜散互連電感大體上等效于具有相同橫截面面積和長度的圓柱形線圈的電感。這種雜散互連電感非常低，由此減小跨過切換元件26、28產生的電壓峰值，允許較高的切換速度，避免使用箝位裝置或緩沖器，允許借助于開關控制電流下降速率，允許幾個切換裝置并聯，減小由雜散互連電感L2本身造成的損耗，及減小轉換器的尺寸。
現在參照圖6，表示本發明另一個實施例的剖視立體圖。代替圖4和5中所示單端子24的是，兩個分別包括板34和35的端子24和25并排沿方向A安裝在絕緣基板32上。半導體芯片排48的第一半60安裝在板34上。半導體芯片排49的第二半62安裝在板35上。而且，安裝在板36上的半導體芯片排46的第一半60的聯接導線50電氣連接到板34上，而安裝在板36上的半導體芯片排47的第二半62的聯接導線51電氣連接到板35上。而且，兩組驅動器板54和55分別放置在其芯片組48、49附近，以經聯接導線56提供柵信號。由此該整個組件現在具有兩個半橋功率轉換器。
端子24和25用于與一個負載(未表示)的兩個端部端子或兩個負載(未表示)的第一端部端子連接，這兩個負載的另外端部端子連接到電壓源電極的一個上。這樣兩個交流電壓借助于兩個半橋功率轉換器供給到負載。在操作中，這兩個半橋功率轉換器產生瞬時電流帶狀路徑64和66，路徑64和66類似于圖3中所示的路徑。就這種組件而論，對于每個半橋的雜散互連電感L2等效于具有相同橫截面面積和長度的圓柱形線圈的電感，這種雜散互連電感非常低，因此減小了跨過開關產生的電壓峰值，允許較高的切換頻率，及減小了與雜散互連電感本身有關的損耗。端子24和25上的連接點位置在功率轉換器中不重要，并且可以在對電氣、機械或裝配目的方便的地方。本實施例能容易地適于多于兩個的半橋功率轉換器。
現在參照圖7和8，詳細表示根據本發明建立的一種功率轉換器模塊。在這些圖中，省去了下功率電子電路板的聯接導線和細節以使他們不過分復雜。圖7是模塊的分解視圖，而圖8是相同模塊的組裝視圖。帶有內裝續流二極管的的四個大功率Mosfet芯片70用作半導體芯片。這些芯片70的特征在于超快斷開速度能力。絕緣基板32由礬土制成。一個多層陶瓷電容器72安裝在組件的頂部。由此整個組件形成類似于圖4中所示的一個半橋功率轉換器。兩個柵驅動器74安裝在導電板76上，非常靠近功率Mosfet芯片70。
當組裝模塊時，一塊與驅動器74一起操作的控制板78插入在位于電容器72下面的間隙中。控制板78包括諸如帶有傳感器和放大器的微控制器之類的數字和模擬零件；與主控制器連接的數字輸入/輸出；及經驅動器74驅動半導體芯片的模擬輸出。多根導電連接線把控制板78電氣連接到驅動器74上，從而經驅動器74和控制板78把柵控制信號提供給功率Mosfet70。控制板78支撐不要求在陶瓷基座上的模擬和邏輯電路，這樣顯著減小了基板32的尺寸。與由沿方向B的基板表面增大產生的影響相比，間隙增大以插入控制板78對雜散互連電感沒有什么影響。這塊控制板78沒有表示在以前的圖中以使他們不過分復雜。標號80和82指示將在描述中以后提及的橫截面表面。
現在參照圖9，表示在流經Mosfet芯片70的電流的斷開順序期間，跨過圖7和8中所示一排Mosfet芯片70直接測量的電壓。截止電流是125安培，并且來自電感性負載，而工作母線電壓是400伏特。能觀察到，電壓具有帶有由雜散互連電感L2的振蕩引起的減幅振蕩衰減的峰值，雜散互連電感L2與支持電壓的Mosfet芯片的輸出電容串聯。包含在振蕩中的能量由電阻性連接線中的焦爾效應消除。雜散互連電感L2能借助于串聯諧振LCR電路的阻尼頻率和二階方程估計。阻尼頻率能用下式計算
其中z是阻尼因數，并且具有在區間0≤Z≤1內的值。不用估計z，我們能改進公式得到
我們能把公式變成
表示在圖9中的電壓的阻尼頻率約為40Mhz，并且電壓在400伏特周圍振蕩。
現在參照圖10，對于圖7和8的實施例，表示測量的輸出電容與由一排Mosfet芯片70相對于基板32承受的電壓的關系曲線。在400伏特處，電容約為1.9×10-9法拉。通過借助于公式(4)計算互連電感L2的值，我們得到L2≤8.3·10-9亨利再返回圖8，造成感應電壓峰值的磁通部分穿過基板32與電容器72之間的橫截面80。另一部分磁通穿過電容器72中的橫截面82，并且這部分磁通只取決于電容器多層幾何形狀內的電流變化分布。在40Mhz下，在電容器電極中的穿透深度具有可與其電極板之一的厚度相比較的值，從而總電流梯度回路流入疊置導電電極的第一下層。這樣，沒有磁通出現在電容器上部中，磁通大部分穿過橫截面80。在高頻率下，在電容器30內的任何磁通變化都由內部電流回路抵消，因此在電容器30的體內不可能存在高頻率磁通變化。
已經秘密試驗的原型的橫截面80約是5.5×10-4m2，并且模塊的長度約是0.03米。具有等效橫截面的圓柱形電流回路具有等于0.026米的直徑。因此用公式(1)計算的電感等于16.6×10-9亨利。由公式(4)導出的下互連電感L2能歸因于電容器30的存在，并且歸因于把模塊固定到其上的較大鋁散熱器的存在。對于散熱器，因為其導電表面與在切換順序期間由電流梯度回路產生的磁場分布相互作用，所以減小了在電感中的磁通變化。因此，得到比期望值低的等效雜散互連電感。
就本發明而論，通過降低雜散電感L2能減小電壓峰值。這通過減小橫截面80實現。不幸的是，必須提供一些空隙用來插入控制板78和清除聯接導線50、52。但通過使用減小雜散互連電感中磁通變化的一個第二導電閉合回路，能實現電壓峰值的進一步減小。這個第二導電閉合回路將稱作峰值抑制器。
例如，現在參照圖3，如果我們把兩個導電壁(未表示)置于圓柱的兩端，則這些導電壁與對來自圓柱體兩端的磁通密度變化起作用的導電散熱器，起相同的作用。這些導電壁充當環繞在每端出來的磁通密度的導電回路。在回路中產生的電壓正比于磁通變化率V=dΦdt]]>由于這個電壓的存在，電流形成，并且立即產生一個與磁場源相反的磁場變化，磁場源導致減小回路內的磁通變化。
現在參照圖11，表示根據上述原理的一個實施例。模塊帶有分別置于模塊兩端處的導電壁21。這些壁21至少覆蓋著圖8中所示模塊的橫截面80。這些導電壁21的每一個能連接到三個端子20、22和24的一個上。圓柱形電流路徑和在兩端處的壁象兩個具有相互耦合的線圈，這種耦合由于兩個線圈的相對位置彼此相比并不完全匹配，從而僅減小磁通源波動的一部分。
現在參照圖12，表示一種根據本發明減小電壓峰值的更有效方法。由圓柱形電流回路110產生的磁場H1由一個第二圓柱形導電回路112圍繞著。最好，第二回路112盡可能緊密地匹配由第一電流回路110跟隨的路徑。就這種電路而論，由電流I1產生的任何磁場H1，產生也由第二圓柱形回路112環繞的磁通密度。圓柱形電流I1的任何變化由于磁通變化，在圓柱形導電回路112內產生電壓降。因為第二圓柱形回路112是短路的，所以圓柱形電流變化I2以相反方向立即出現，與電壓降的存在作用，以產生與磁場源H1相反的磁場H2。這個磁場H2減小生成的磁通變化。因為電流變化I1和I2出現在尺寸和位置幾乎相同的圓柱形電流路徑中，所以由圓柱形電流變化I1產生的磁通變化的大部分，通過由圓柱形電流變化I2產生的相反磁通變化抵消，由此，抑制與磁通源波動有關的電壓峰值。
現在參照圖13，表示一種等效于圖12的兩個同心圓柱形回路110、112的電路。回路110、112由一個使其次級繞組(未表示)短路的變壓器表示。有一個電流源I1串聯連接到一個電路上，該電路包括代表由兩個圓柱110、112圍繞的磁通的互感M、以及兩個與漏磁通有關的非常小的漏電感L3和L4，漏電感L3和L4是由于不適當匹配，由兩個圓柱110、112之一產生的，且不由另一個圍繞。還有兩個電阻器R1(f)和R2(f)，限定在與集膚效應有關的額定頻率下的導體電阻。圖12中所示的第二圓柱112離圖12中所示的第一圓柱110越近，漏電感L3和L4越低。
現在參照圖14，表示根據本發明帶有一個第二導電閉合回路的一種模塊的立體圖。除了它進一步包括一個殼體外，該模塊組件類似于圖4中所示的組件，該殼體包括圍繞圖5中所示減小橫截面帶狀電流閉合回路64的導電壁90，借此，在操作中，一個電流被磁感應在導電壁90中，以進一步減小與雜散互連電感有關的電壓峰值。導電壁90沿方向A圍繞著模塊組件。這些導電壁90同模塊組件內的導電部分由一種絕緣材料91絕緣開。這些導電壁90形成一個閉合回路，該閉合回路環繞在切換順序期間由半橋功率轉換器的瞬時帶狀電流產生的磁通密度。由此，一個相反的電流感應在閉合回路90中，并且減小其橫截面內的任何磁通變化。因為在電容器中沒有產生磁通，所以兩個回路的匹配非常良好，并因此產生相反方向的兩個同心帶狀電流。在這種情況下，顯著減小模塊的雜散互連電感中的磁通變化，并因此也減小了電壓峰值。根據圖14中所示的最佳實施例，用來把直流電壓轉換成交流電壓的方法包括，借助于包括導電壁的一個殼體圍繞減小橫截面的帶狀電流閉合回路的添加步驟。
上述的峰值抑制器起象一個箝位裝置的作用，保持在切換操作期間、在圖5中所示的帶狀電流閉合回路64中產生的大多數磁場恒定。包含在磁場中的能量存儲在雜散互感M中，該互感M具有接近圖1中所示雜散電感L2的值。
現在參照圖15，示出代表包括圖14中所示模塊的一種功率轉換器的電路圖，假定在兩個閉合回路之間有足夠好的匹配，以忽略圖13中所示的漏電感L3和L4。電流分布能通過四個網孔電流I1、I2、I負載、和I源表示。網孔電流I負載和I源是連續的，并因而不產生顯著的電流斷續性。一個較大的磁通變化由網孔電流I1和I2的變化產生。這種大磁通取決于電流I1和I2路徑的幾何形狀。
現在參照圖16(a)、(b)和(c)，表示說明圖15的交流網孔電流I1和I2相對于時間的曲線。網孔電流I2用于兩個不同的切換周期T，如T＜＜M/R(f)和T＞＞M/R(f)。如這些圖16(a)、(b)和(c)中所示，峰值抑制器通過在換相期間產生抑制這種磁通變化的電流，來對任何磁通變化起作用。在較大的時間段上，由峰值抑制器產生的磁通的存在時間取決于其時間常數M/R(f)，在切換順序之間的時間周期是T。
當時間周期T遠大于M/R(f)時，由峰值抑制器存儲的磁能量以焦爾損耗消失在其導電回路內，如結合圖16(a)和圖16(c)中所示。以瓦特為單位的總損耗量等于在每次切換事件之間的磁能量損耗量與切換事件的切換頻率的乘積。因而在這種情形下，峰值抑制器起耗能箝位裝置的作用。
當時間周期T遠小于M/R(f)時，存儲在峰值抑制器中磁能量的主要部分在下一個換相開始處仍然存在，如圖16(a)和(b)中所示。由此，在峰值抑制器中相對于以焦爾為單位的磁能量的損耗不再與切換頻率線性地增大，因為倒不如說磁能量在網孔電流I1與I2之間交換。因而在這種情形下，峰值抑制器起電感減小裝置的作用，進一步降低功率轉換器模塊的雜散互感M。
與傳統的耗能箝位裝置相比，本發明的峰值抑制器隨切換頻率增大而限制其功率損耗。而且，峰值抑制器直接作用在雜散互連電感上，以保持在換相期間存儲磁能量的存在。因此，由于該電感，正象在使用傳統箝位裝置的情況下那樣，不會從直流電源抽出能量，并且電流下降速率仍在開關的控制下。相對于先有技術，本發明有進一步的優點。
根據本發明通過把第一或第二帶狀電流閉合回路的兩端與導電壁閉合，能實現峰值抑制器。然而，這沒有顯著的峰值抑制效果。通過具有彼此盡可能靠近而不接觸的兩個同心帶狀電流閉合回路，以減小由第一帶狀電流閉合回路產生的、且不由第二帶狀導電閉合回路環繞的漏磁通，實現更有效的峰值抑制效果。由此薄絕緣材料91的使用，如圖14中所示，給出良好的結果。兩個打開的端部都能用作用于電氣和邏輯電纜連接線的通道。而且，峰值抑制器的導電壁可以是能用作散熱器的模塊殼體的部分。就根據本發明的峰值抑制器的使用而論，在互感M內的磁通波動被減到最小，以進一步減小電壓峰值，允許更高的切換速度，避免使用箝位裝置或緩沖器，允許通過半導體開關控制電流下降速率，允許幾個切換裝置并聯安裝，對于高切換頻率限制與雜散互連互電感有關的損耗，及減小轉換器的尺寸。
再參照圖14，由于以上原因，根據本發明，功率轉換模塊因此裝有一個峰值抑制器。殼體包括圍繞減小橫截面的帶狀電流閉合回路的導電壁90，借此，在操作中，電流被磁感應到導電壁90中，以減小雜散互連互電感內的磁通變化。因而，在這種情況下，用來把直流電壓轉換成交流電壓的方法包括，借助于包括導電壁90的一個殼體圍繞減小橫截面的帶狀電流閉合回路的添加步驟。
圖14中所示的模塊組件類似于圖4中所示的組件，但它進一步包括在方向A延伸的導電壁90。這些導電壁90通過絕緣材料91與模塊組件內的導電部分絕緣。這些導電壁90形成一個閉合回路，該閉合回路環繞在切換順序期間由半橋功率轉換器的瞬時帶狀電流產生的磁場。因此，導電壁90起作用，并且感生一個減小模塊中產生的磁通變化幅值的相反磁場，由此降低由雜散互連互電感M產生的電壓峰值。就這種組件而論，得到比先有技術的低的，或等于圖4、5和6的實施例之一的生成雜散互連互電感M。這種較低的雜散互連互電感減小了電壓峰值，允許更高的切換速度，避免使用箝位裝置或緩沖器，允許通過半導體開關控制電流下降速率，允許幾個切換裝置并聯安裝，對于高切換頻率限制與雜散互連互電感有關的損耗，及減小轉換器的尺寸。
現在參照圖17和18，詳細表示與圖7和8中所示相同的、帶有根據本發明建立的峰值抑制器的轉換模塊。圖17是帶有峰值抑制器的模塊的分解視圖，而圖18是相同模塊的組裝視圖。模塊基座32安裝在一塊銅板94上，而一個蓋96用接線柱固定在銅板94上。這個蓋96和銅板94以圖12中所示的同心方式，繞第一帶狀導電路徑形成一個第二帶狀導電路徑。殼體的導電壁然后由連接在一起的至少兩部分制成，這兩部分是蓋96和銅板94。用來從母線直流電壓源接收電壓和用來供給調制相位的連接器(未表示)定位在模塊的開口端。小的開口能制在帶狀導電路徑的導電壁上，用于與模塊內的端子進行電氣連接，而不顯著影響對雜散互連互電感中的磁通變化的減小效果。
現在參照圖19，表示在流經Mosfet芯片70的電流的斷開順序期間，跨過圖17和18中所示實施例的一排Mosfet芯片70直接測量的電壓。我們能把圖9與圖19相比較，并且看到在圖19中，截止電流也是125安培并且來自相同的電感性負載，而工作母線電壓也是400伏特。在圖9中看到的電壓振蕩實際上消失了，并且減小了電壓峰值，因此表現出添加第二帶狀導電路徑的優點。
現在參照圖20和21，表示用IGBT芯片100和二極管芯片102建立的一種較大模塊。在這些圖中，省去了電路板的聯接導線和細節以使他們不過分復雜。圖20是模塊的分解視圖，而圖21是相同模塊的組裝視圖。組件具有沿方向A比圖17和18中所示實施例的長度長三倍的長度。相對于圖17和18中所示的實施例，減小了在第二帶狀導電路徑與第一帶狀導電路徑之間的絕緣間隙、和在基板與隔離裝置之間的間隙。對于每排模塊，并聯連接八個帶有八個二極管芯片的IGBT芯片。就這種組件而論，由于在公式(1)中所示的模塊的l/d比值較大，所以雜散互連互電感較小，模塊的l和d按圖3中所示定義。
現在參照圖22，表示在圖20和21中所示模塊上進行切換試驗的結果。在切換試驗期間跨過一排IGBT芯片100測量電壓。截止電流是45安培，并且母線電壓設置在500伏特。試驗表示切斷順序沒有明顯的電壓峰值，并且電壓在小于20毫微秒內從0擺動到500伏特。改進歸因于l/d比值較大、兩個帶狀導電路徑之間的絕緣間隙較小、及基板與隔離裝置之間的間隙較小，這與圖17和18的實施例相比，進一步減小了在雜散互連電感中產生的電壓峰值，由此表明本發明的效果。
本發明的峰值抑制器能根據不同的實施例制造。圖17、18、20和21中所示的模塊表明帶有兩部分的一種帶狀導電回路。第一部分是由諸如銅或鋁之類的導電材料制成的蓋96。這個蓋96帶有焊接到、或用諸如螺桿之類的固定元件固定到置于模塊絕緣基座32下面的導電基板94上。板94構成回路的第二部分。基板94能形成一個散熱器，或者能聯接在絕緣板32下面，如一個銅聯接線路(copper bound layout)聯接在一塊銅-陶瓷-銅板下面。而且，為了保證適當的絕緣，峰值抑制器與模塊用絕緣材料隔離(未表示)。
根據本發明，峰值抑制器還能通過使用薄膜金屬淀積制成。圖14中所示殼體的導電壁90然后通過金屬淀積形成在絕緣壁91上。在這種情況下，模塊首先封裝在塑料或任何具有絕緣性能的其他材料中，并然后用金屬蒸汽噴涂，或者浸漬在液態金屬槽中，以在其表面上形成薄膜金屬淀積層。這種金屬淀積層形成峰值抑制器的帶狀導電回路。薄膜淀積層可以僅涂敷在模塊的指定部分上，例如其頂部和側面，帶狀導電回路的其余部分是聯接在絕緣基座32表面下面的銅線路。
現在參照圖23，這是表示包括圖14中所示模塊的一種功率轉換器的示意電路圖。因為在負載與鄰近導電部分之間存在雜散電容，例如，在電動機定子線圈與其金屬空心部分之間存在雜散電容，所以經常出現一種問題。這種問題示意地表示在圖23的圖中。一個半橋功率轉換器121把交流電壓供給到一個具有雜散電容122的負載120，雜散電容122帶有導電部分124。通過這個雜散電容122，導電部分124的電位，參照直流母線電壓的電極126和128，以按照由半橋功率轉換器121施加到負載120上的方波電壓的頻率振蕩。連接在負載殼體與直流供給電壓母線的電極126、128之一之間的任何形式雜散阻抗，都產生經雜散電容122的電流。這種電流是噪聲問題的源頭，并且可能是有害的。
在電壓母線的電極126、128都不直接接地到導電部分124的情況下，一個具有比雜散電容122的值高的旁路電容器130，連接在導電部分124與母線電壓電極的至少一個，如電極128之間。在雜散電容122內的感應雜散電流經電容器130沿一條容易的路徑流回母線電極128。就這種電路而論，在旁路電容器130上建立的電壓的幅值是供給電壓的一部分，這部分的值由雜散電容器值相對于旁路電容器值的比值確定。在如圖4、5、6和11中所示模塊不帶有峰值抑制器的情況下，這個旁路電容器能使一端連接到模塊電極端子20或22之一上。電容器的自由端可用來通過產生雜散電容的導電部分與負載連接(未表示)。
現在參照圖24，表示一個與圖14中所示的類似的實施例，但它進一步包括一個內裝的旁路電容器。在這個模塊裝有根據本發明的峰值抑制器的情況下，電容器的自由端連接到峰值抑制器的帶狀導電回路的壁90上，并且峰值抑制器的一個自由連接點138在導電回路上，可用來通過負載連接到形成雜散電容的導電部分(未表示)上。如果這個電容器是一個獨立部分，則它能插入在位于峰值抑制器的導電壁90與模塊之間的空隙中。
在圖24中所示模塊的情況下，一塊橫向導電板134疊置在疊置電極板31最上部導電板132的上方，并且與其通過一種介電材料136，如陶瓷隔開，整體由此形成所述的內裝旁路電容器。導電板134構成峰值抑制器的帶狀導電壁90的一段。在圖24中，為了清晰起見，在該圖中所示、在板134與最上部板132之間的間隙比存在的間隙大，存在的間隙實際上與疊置電極板31的相鄰板之間的間隙相同。而且，連接點138能定位在峰值抑制器的導電壁90上的任何地方，以便與導電部分124連接。電容器連接在作為殼體導電壁90的一部分的導電板134、與電氣連接到直流端子之一的導電板132之間。導電壁為電氣連接目的提供有一個連接點138。電容器然后由與頂部電極板132相鄰、且借助于介電材料136與頂部電極板132隔開的諸壁的一個壁形成。因此，當峰值抑制器的帶狀導電壁通過負載連接到形成雜散電容器的導電部分(未表示)上時，提供根據本發明制成的旁路電容器。
根據本發明的另一個方面，模塊具有由峰值抑制器進一步箝位的非常低的雜散互連電感的事實，在換相期間不會產生米勒效應(參考資料國際整流器，Hexfet，功率NOSFET設計者手冊，應用注意#947)。這種米勒效應存在于柵電容晶體管中，如Mosfet和IGBT。在Mosfet的情況下，漏極電流由在其到源電容的柵極中累積的電荷量控制。在接通相期間，漏極電壓降低，因為增大的漏極電流感生一個跨過互連電感的電壓。隨著漏極電壓降低，一部分柵極輸入充電電流經柵極旁路到漏極雜散電容，奪去通常接收的柵極到源電容的電荷。這種負反饋減慢了漏極電流的升高，并且稱作米勒效應。
在根據本發明制成的模塊的情況下，在互連電感處的電壓降是可忽略的，從而米勒效應不存在。沒有米勒效應，輸入柵電流不被旁路，并且僅用來充電到Mosfet或IGBT的源電容的柵極。因此，漏極電流升高速率僅取決于輸入柵極充電電流。當輸入柵電流太大時，漏極或集電極電流的上升時間非常短。則這可能產生一種問題，如果接通的開關接收在續流模式中流經帶有反向恢復電荷的二極管的感應負載電流的話。高的電流升高速率增大二極管和Mosfet或IGBT內的反向恢復電流密度，這對半導體可能是破壞性的。為了保證安全操作，柵極輸入充電電流用一個電阻器限制，以限制升高電流速率。在二極管的恢復之后，漏極電壓降低速率取決于現在把柵極放電到漏極電容的相同輸入柵極電流。該漏極電壓降低速率不太成問題，并且能加速以減小切換損耗。這通過注入較大的柵極輸入電流來實現，以改進切換性能。
現在參照圖25，表示一種帶有其驅動器的開關的電路圖。為了提高開關的整體切換性能，在接通相期間，把柵輸入電流限制為兩個值，一個用于增大電流及一個用于降低電壓。這個功能借助于驅動器實現。驅動器包括一個端子220，以接收用于相應半導體器件的柵信號。一個第一電阻器R1連接在端子220與相應半導體器件224的柵極222之間。
有一個包括一個電壓柵極受控開關T1和一個串聯連接的第二電阻器R2的電路段。電路并聯連接到第一電阻器R1上。一個電容器C1連接在電壓柵極受控開關T1與相應半導體器件224的集電極228之間，用來監視其集電極電壓信號。有一個電壓箝位裝置X1連接在電壓柵極受控開關T1的柵極226與端子220之間。借此，在操作中，第一電阻器R1在集電極電壓信號降低之前，限制相應半導體器件的柵電流，由此限制集電極電流的上升時間，而第一和第二電阻器R1和R2在集電極電壓降低期間，限制相應半導體器件224的柵電流，由此限制集電極電壓的下降時間。
一個第一電阻器R1連接在接收方波電壓信號的輸入端與開關224的柵極222之間，以把柵極輸入充電電流限制到一個第一值Ig1，直到流經二極管D的電流抽空其反向恢復電荷且進入其阻斷狀態。然后，漏極電壓開始下降并且由一個電容器C1檢測，電容器C1連接在開關224的漏極228與一個P溝道Mosfet T1的柵極226之間，P溝道Mosfet T1與一個第二電阻器R2串聯連接。當開關224是Mosfet時，電容器C1連接到漏極228上，而當開關224是IGBT時，電容器連接到集電極上。在下面當我們提及集電極時，根據情況它也可能指漏極。Mosfet T1和電阻器R2都并聯到電阻器R1上。下降電壓感生通過迅速對P溝道Mosfet T1的柵極充電的電容器C1的電流，P溝道Mosfet T1立即導電以與電阻器R2建立串聯連接。這樣，輸入電流增大了第二柵極輸入充電電流Ig2，進一步增強電壓下降速率以增大切換速度，由此減小切換損耗。一個箝位裝置X1跨接P溝道Mosfet T1的柵電容，以限制電壓。與電阻器R1并聯地添加一個與一個電阻器R3串聯連接的電容器C2，以把電流脈沖注入到柵極222中，而縮短輸入電壓過渡與漏極電流升高開始之間的延遲。
現在參照圖26，其表示本發明的可能用途之一。這種用途是用于電動機輪，如在美國專利No.5,438,228中公開的電動機輪。電動機安裝在一個輪中，電動機的功率轉換器安裝在輪的空心部分中。電動機帶有一個外轉子200和一個由十字件204支撐在一根軸上的內定子201。功率轉換器包括模塊205和電容器206，這些都安裝在支撐十字件204的支腿上。提供導體207，以把每個模塊連接到提供在空心部分中的直流電壓母線上，并且把每個模塊連接到定子繞組上。諸模塊構成一個多相直流至交流功率轉換器。本發明模塊的緊湊使他們便于安裝在電動機輪的空心部分內。
現在參照圖27，表示本發明的功率轉換器如何安裝在電動機輪的十字件204上。在一個電動機輪中有三個功率轉換器模塊205的組合，該電動機輪裝有一個由導電材料制成的一個十字件204支撐的定子架。三個模塊205分別安裝在電動機輪內的十字件204的三個支腿上。模塊205形成一個三相功率轉換器，該功率轉換器進一步包括一根第一導電母線，該導電母線帶有一個通過十字件204一側上的供電槽連接器211連接到每個模塊205的直流端子之一上的極209。有一根第二導電母線，該導電母線帶有一個把每個模塊的其他直流端子連接在十字件204的另一側上的極(未表示，但類似于帶有類似于連接器211的連接器的極209)。兩根導電母線確定在相鄰模塊之間用十字件204的導電材料填充的空隙。兩根導電母線通過絕緣材料210與模塊殼體和十字件204隔開，借此，在操作中，一個電流磁感生在十字件204中，以抑制在存在于模塊之間的雜散互連電感中產生的磁通變化。
該電機是一種三相永久磁鐵交流電機。每個包含一個半橋功率轉換器(每相一個)的三個模塊205安裝在十字件204的支腿上。每個支腿有一個模塊。每個支腿起用于相應模塊的散熱器的作用。提供在空心部分中的雙極直流電壓母線帶有一個通過供電槽連接器211連接到模塊的端子22上的極209，例如該模塊如在圖4中所示。所有連接定位在十字件204的一側上。直流電壓母線的另一個極(未表示，但類似于帶有類似于連接器211的連接器的極209)連接到圖4模塊的其他端子上20上，所有連接定位在十字件204的另一側上。每個極通過一個絕緣層210與十字件的導電部分和模塊殼體隔開。
因為三個模塊205是分開的，所以連接模塊205的雜散電感性互連，由于負載電流由每個模塊切換、及這種切換從一極交替到另一極的事實，可能在每個模塊電容器之間引起電壓波動。在這種情況下，必須使互連電感最小。一種用來使互連電感最小的方法是，借助于并排安裝的、且用一種薄絕緣材料隔開的兩個導電條連接兩個相鄰模塊。對于本發明為了使互連電感最小，要求一個互連從模塊的一側通到另一側。這里，通過借助于位于十字件支腿旁邊的直線互連來直接連接模塊而進行較簡單的連接，如圖27中所示。就這種布置而論，在兩個相鄰互連之間的、和在兩個相鄰模塊之間的容積完全填充有十字件204的導電材料，如鋁。由此通過抑制由存在于模塊之間的互連電感產生的磁通變化，得到進一步的峰值抑制效果，這樣，避免了每個模塊電容器之間的母線電壓振蕩。每條支腿的中心可以沒有導電材料，而不影響峰值抑制效果。
總之，根據本發明，通過把功率電子切換裝置、直流端子、交流端子和電容器集成在一個特征在于帶有帶狀電流閉合回路的外殼內，大大地減小了功率轉換器組件的互連電感。通過添加一個第二帶狀閉合回路，能進一步減小互連電感中感生的電壓峰值，該第二帶狀閉合回路在這里稱作峰值抑制器，并且圍繞著模塊，以把在切換事件期間在模塊中產生的環流環繞在帶狀瞬時電流回路中。減小的互連電感和峰值抑制器，以跨過開關的較低電壓峰值允許較高的切換速度和頻率，因而提高功率轉換器的效率。
盡管以上在最佳實施例的框架中已經描述了本發明，但應該理解，本發明的范圍由附屬的權利要求書確定。
權利要求
1．一種用來把直流電壓轉換成交流電壓的低雜散互連電感率轉換模塊，該模塊包括兩個直流電壓端子，用來接收直流電壓；一個交流電壓端子，用來輸送交流電壓；一個半橋，包括一對經交流電壓端子連接為直流電壓端子之間的一系列推拉輸出電路的功率切換元件；及一個隔離裝置，用來隔離半橋，該隔離裝置包括一系列由一種介電材料隔開的、且近似地與半橋以重疊關系延伸的至少兩塊鄰近疊置電極板，鄰近電極板的每一塊連接到直流端子的不同的一個上，電極板用兩個功率切換元件、直流端子和交流端子，形成一個減小橫截面的帶狀電流閉合回路，通過該回路得到一種低雜散互連電感功率轉換模塊。
2．根據權利要求1所述的功率轉換模塊，包括陶瓷材料制成的基座，在該基座上安裝有功率切換元件，并且其中功率切換元件的每一個包括一排并聯安裝的功率半導體器件；交流端子包括一塊安裝在基座上的中心金屬板；及兩個直流電壓端子的每一個包括一塊安裝到基座上的側金屬板、和一個連接在側金屬板與隔離裝置之間的側面豎直金屬壁，功率切換元件經交流電壓端子的中心金屬板，連接成直流電壓端子的側金屬板之間的一系列推拉輸出電路。
3．根據權利要求2所述的功率轉換模塊，其中減小橫截面的帶狀電流閉合回路由中心金屬板、側金屬板、側面豎直金屬壁、疊置電極板及功率切換元件形成，并且具有矩形橫截面。
4．根據權利要求2或3所述的功率轉換模塊，進一步包括安裝在基座上靠近功率切換裝置的驅動器，用來驅動功率半導體器件。
5．根據權利要求4所述的功率轉換模塊，其中所述半導體器件是柵電容受控半導體器件，并且其中驅動器的每一個包括一個端子，接收用于相應半導體器件的柵信號；一個第一電阻器，連接在該端子與相應半導體器件的柵極之間；一個電路段，包括串聯連接的一個電壓柵極受控開關和一個第二電阻器，該電路并聯連接到第一電阻器上；一個電容器，連接在電壓柵極受控開關的柵極與相應半導體器件的集電極之間，用來監視相應半導體器件的集電極電壓信號；一個電壓箝位裝置，連接在電壓柵極受控開關的柵極與端子之間，借此，在操作中，第一電阻器在集電極電壓信號降低之前，限制相應半導體器件的柵電流，由此限制集電極電流的上升時間，及借此，在操作中，第一和第二電阻器在集電極電壓的所述降低期間，限制相應半導體器件的柵電流，由此限制集電極電壓的下降時間。
6．根據權利要求2、3、4、或5所述的功率轉換模塊，包括一塊用來控制功率半導體器件的控制板，該控制板定位在其上安裝有功率切換元件的基座與隔離裝置之間。
7．根據權利要求1、2、3、4、5或6所述的功率轉換模塊，進一步包括導電材料制成的、用來閉合帶狀電流閉合回路的開口端部的壁，開口端部的每一個由中心板的、側金屬板的、和側金屬壁的邊緣，及由疊置金屬板的下邊緣確定，借此，在操作中，一個電流磁感生在導電壁中，以進一步減小與雜散互連電感有關的電壓峰值。
8．根據權利要求1、2、3、4、5或6所述的功率轉換模塊，進一步包括一個殼體，該殼體包括圍繞減小橫截面帶狀電流閉合回路的導電壁，借此，在操作中，一個電流磁感生在導電壁中，以進一步減小與雜散互連電感有關的電壓峰值。
9．根據權利要求8所述的功率轉換模塊，其中殼體導電壁的至少一個由在絕緣壁上的金屬淀積形成。
10．根據權利要求8或9所述的功率轉換模塊，其中殼體的導電壁至少由連接在一起的兩部分制成。
11．根據權利要求8、9或10所述的功率轉換模塊，進一步包括一個連接在殼體導電壁與直流端子之一之間的電容器，導電壁提供一個用于電氣連接目的的連接點。
12．根據權利要求11所述的功率轉換模塊，其中電容器由導電壁的一個與隔離裝置的頂部電極板相鄰、且借助于介電材料與頂部電極板隔開的壁形成。
13．一種根據權利要求1、2、3、4、5、6、7、8、9、10、11或12所述的三個功率轉換模塊的組合，用于一個電動機輪中，該電動機輪裝有一個由導電材料制成的一個十字件支撐的定子架，其中三個模塊分別安裝在電動機輪內十字件的三個支腿上，諸模塊形成一個三相功率轉換器，該功率轉換器進一步包括一根第一導電母線，連接十字件一側上每個模塊的直流端子之一；一根第二導電母線，連接十字件另一側上每個模塊的其他直流端子，兩根導電母線確定在相鄰模塊之間用十字件的導電材料填充的空隙，兩根導電母線和十字件通過絕緣材料隔開，借此，在操作中，一個電流磁感生在十字件中，以抑制由存在于模塊之間的雜散互連電感在每個模塊的電容器上造成的電壓振蕩。
14．一種用來把直流電壓轉換成交流電壓的方法，該方法包括把直流電壓施加到其之間連接有一個半橋的兩個直流電壓端子上，半橋包括一對經一個交流電壓端子連接為直流電壓端子之間的一系列推拉輸出電路的功率切換元件；交替地切換功率切換元件；借助于一個隔離裝置隔離半橋，該隔離裝置包括一系列由一種介電材料隔開的、且近似地與半橋以重疊關系延伸的至少兩塊鄰近疊置電極板，鄰近電極板的每一塊連接到直流端子的不同的一個上，電極板用兩個功率切換元件、直流端子和交流端子，形成一個減小橫截面的帶狀電流閉合回路；及借助于交流電壓端子輸送交流電壓。
15．根據權利要求14所述的方法，包括借助于包括導電壁的一個殼體圍繞減小橫截面的帶狀電流閉合回路的添加步驟，借此，在操作中，一個電流磁感生在導電壁中，以進一步減小與雜散互連電感有關的電壓峰值。
全文摘要
低雜散互連電感功率轉換模塊,用來把直流電壓轉換成交流電壓。它包括:兩個直流電壓端子,用來接收直流電壓;一個交流電壓端子,用來輸送交流電壓;及一個半橋,包括一對經交流電壓端子連接為直流電壓端子之間的一系列推拉輸出電路的功率切換元件。它還包括一個用來隔離半橋的隔離裝置。該隔離裝置包括一系列由一種介電材料隔開的、且近似地與半橋以重疊關系延伸的至少兩塊鄰近疊置電極板。鄰近電極板的每一塊連接到直流端子的不同的一個上。電極板用兩個功率切換元件、直流端子和交流端子,形成一個減小橫截面的帶狀電流閉合回路,通過該回路得到一種低雜散互連電感功率轉換模塊。
文檔編號H02M7/00GK1225757SQ97196611
公開日1999年8月11日 申請日期1997年6月25日 優先權日1996年7月22日
發明者布魯諾·佛朗哥, 皮爾·科圖爾 申請人:魁北克水電公司