專利名稱：全橋電路中大功率igbt的門極驅動方法及電路的制作方法
技術領域：
本發明涉及一種全橋硬開關PWM DC/DC變換器中主控開關IGBT關斷技術，更具體地涉及全橋硬開關PWM DC/DC變換器中主控開關IGBT的門極驅動方法及電路。
現有全橋硬開關PWM DC/DC變換器以其拓樸結構簡潔、控制方式簡單而得以廣泛應用。
圖1是現階段普遍采用的全橋PWMDC/DC變換器主電路。該電路包括第一主控開關V1、第二主控開關V2、第三主控開關V3、第四主控開關V4、電容103、主變壓器104，其中，第一主控開關V1與第二主控開關V2的集電極與輸入電源正極101相連；第一主控開關V1的發射極與第三主控開關V3的集電極相連，并與電容103的一端相連；電容103的另一端與主變壓器104的原邊繞組105一端相連；主變壓器104的原邊繞組105的另一端與第二主控開關V2的發射極及第四主控開關V4的集電極相連；第三主控開關V3與第四主控開關V4的發射極均與輸入電源負極102相連。圖2a-2d是現有全橋硬開關PWM中通用的門極驅動信號波形。從圖2中可以看出，在某一時間t201，第一主控開關V1、第四主控開關V4的門極驅動電平DV1、DV4同時為高電平使第一主控開關V1、第四主控開關V4同時導通；根據輸出負載的變化，通過采樣反饋控制在第二時間t202使DV1、DV4同時變為低電平，從而控制第四主控開關V4和第一主控開關V1同時硬關斷；在第三時間t203，第二主控開關V2和第三主控開關V3的門極驅動電平DV2、DV3同時為高電平使第二主控開關V2、第三主控開關V3同時導通；根據輸出負載的變化，通過采樣反饋控制在第四時間使DV2、DV3同時變為低電平，從而控制第二主控開關V2和第三主控開關V3同時硬關斷。而采用IGBT作為主控開關時，在圖2的這種驅動方式下，因IGBT關斷時的電流拖尾造成極大關斷損耗，如圖3a-3d所示。圖3a為第一主控開關V1的門極驅動信號；圖3b為第四主控開關V4的門極驅動信號；圖3c中I01為第一主控開關V1的集電極電流波形；圖3c中V01為第一主控開關V1和第四主控開關V4的集電極與發射極間的電壓波形；圖3d為第一主控開關V1和第四主控開關V4的功率損耗波形P01。第二主控開關V2和第三主控開關V3的情況與此相似。圖4是現階段全橋硬開關PWM DC/DC變換器的主控開關的驅動電路。從圖4可以看出，圖2中的DV1、DV4信號加載到輸入端子401、402上，通過隔離驅動電路405、406驅動V1、V4；圖2中的DV2、DV3信號加載到另一輸入端子403、404上，通過隔離驅動電路407、408驅動V2、V3。從圖3、圖4中可以看出，在某一時間t301，DV1、DV4同時變為高電平，使V1、V4飽和導通，V1、V4的集電極與發射極間的電壓V01由高變為零，而電流I01則逐漸增大，當在t302時間，DV1、DV4同時變為低電平后，由于IGBT器件的特性及主變壓器104的漏感等原因，使V1、V4上的V01由低慢慢變高，而I01慢慢變小，造成V1、V4在t302之后某一時間出現一個功率損耗P01的尖峰，即造成IGBT的關斷損耗較大，特別是在高電壓輸入、大電流輸出的情況下，關斷損耗急劇增加，使得IGBT全橋式電源效率、體積、重量等指標都難以提高。要解決IGBT關斷拖尾損耗問題，最好是進行零電流關斷。現有的零電流諧振變換器雖可實現零電流關斷，但其控制電路復雜，對功率開關管的電流，電壓參數要求較高，且零電流關斷范圍依賴輸入電壓范圍和負載范圍。
本發明的目的是提供一種克服現有全橋硬開關PWM DC/DC變換器中主控開關IGBT關斷拖尾損耗，具有實現簡單得多、效果更好的驅動方法及電路。
為了實現上述目的，本發明通過改變IGBT全橋變換器中的主控開關的門極驅動信號波形，實現了其中兩只IGBT無損關斷。其驅動方法依次包括以下步驟第一步，在某一時刻，使全橋電路中一對角臂上的兩只主控開關同時導通；第二步，通過反饋輸出電壓及電流的變化使所述對角臂上的兩只主控開關之一在某一時刻硬關斷；第三步，從所述對一角臂上的另一主控開關電流降為零時起，直到使另一對角臂上的兩只主控開關導通時止的這段時間關斷所述另一主控開關；第四步，在全橋電路中所述一對角臂上的兩只主控開關都關斷后某一時刻，使全橋電路中另一對角臂上的兩只主控開關同時導通；第五步，通過反饋輸出電壓及電流的變化使全橋電路中所述另一對角臂上的兩只主控開關之一在某一時刻硬關斷；第六步，從所述另一對角臂上的兩只主控開關中的另一主控開關電流降為零時起，直到全橋電路中所述一對角臂上的兩只主控開關導通時止的這段時間關斷全橋電路中所述另一對角臂上的所述另一主控開關，從而達到使主控開關的關斷損耗為零。
實現上述本發明方法的電路為在現有全橋硬開關PWMDC/DC變換器中的一對角臂上的兩主控開關中之一的隔離驅動電路前增加一關斷延時電路，同時在現有全橋硬開關PWM DC/DC變換器中的另一對角臂上的兩主控開關中之一的隔離驅動電路前也增加一關斷延時電路。該延時電路可由電阻、電容和二極管組成。其所述兩延時電路的關斷延時時間范圍為1μS至5μS。
由此可見，本發明通過改變全橋變換器中主控開關管IGBT的門極驅動方法，只需在原驅動電路上增加兩個關斷延時電路即可簡單易行地實現零電流關斷，并獲得兩個主控開關管IGBT的關斷損耗降為零的極佳效果，從而提高了整機的效率；同時大大降低了整機的溫升，實驗證明在相同環境條件下，整機溫升可降低攝氏20度左右；由此可延長各功率器件的壽命、提高其可靠性，也即提高了全橋硬開關PWM DC/DC變換器的可靠性，同時可減小散熱器的體積，而散熱器在整機的體積和重量中所占的比重較大，因此也就等于減小了整機的體積和重量。
下面，結合附圖和具體實施例對本發明作進一步的詳細說明。附圖中同一標號表示為同一部分。
圖1為現有技術的全橋PWM DC/DC主變換器電路圖2a-2d分別表示圖1所示電路中的四個主控開關的門極驅動信號；圖3a-3d為圖1所示電路中一對對角臂的主控開關的門極驅動波形及其集電極和發射極間電壓電流波形和功率損耗波形；圖4為圖1所示電路中各主控開關的門極驅動電路；圖5a-5d為說明本發明方法構思的IGBT的門極驅動信號；圖6a-6d為本發明電路中對角臂上的一對主控開關的門極驅動波形以及其中零電流關斷主控開關的集電極和發射極間電壓電流波形和功率損耗波形；圖7a-7d為說明實現本發明方法的主控開關門極驅動電路的方框圖；圖8為本發明電路中的關斷延時電路的具體實施例；圖9a-9b為本發明電路中的關斷延時電路的替換方案示意圖。
由圖5a-5d所示本發明采用的門極驅動信號波形可見，在t1時間，第一主控開關V1和第四主控開關V4的門極驅動信號DV1、DV4同時變為高電平，在t2時間，使第四主控開關V4的門極驅動信號DV4先變為低電平，經過延時一段時間即從t2到t4時刻，使第一主控開關V1的門極驅動信號DV1也變為低電平，同理，在t5時間，使第二主控開關V2和第三主控開關V3的門極驅動信號DV2、DV3同時變為高電平，在t6時間，使第三主控開關V3的門極驅動信號DV3先變為低電平，經過延時一段時間即從t6到t8時刻，使第二主控開關V2的門極驅動信號DV2也變為低電平，即第一主控開關V1比第四主控開關V4的門極驅動信號延時一段時間(t＝t4-t2)變為低電平；第二主控開關V2比第三主控開關V3的門極驅動信號延時一段時間(t＝t8-t6)變為低電平。圖6a-6d為使用本發明方法時，全橋電路中對角上兩只主控開關IGBT的門極驅動波形DV1和DV4及第一主控開關V1的集電極、發射極的電流電壓波形I02、V02和功率損耗波形P02。如圖6所示，當第四主控開關V4門極驅動信號DV4從高電平變為低電平后，第一主控開關V1的電流從大變到小，直到t3時間變為零，而在t3時間之后的t4時間，第一主控開關V1的門極驅動信號DV1從高電平變為低電平，此時，V1關斷的功率損耗P02為零。由圖7a-7d可見，本發明電路是在原門極驅動電路(圖4)的基礎上，通過增加兩路關斷延時電路來實現圖5a-5d的門極驅動信號的。其中，從圖7a中可以看出，原門極驅動信號DV1/DV4(圖2)進入端子401、402，分成兩路信號，一路直接輸入V4的隔離驅動電路406驅動V4，另一路輸入到延時電路705，然后通過隔離驅動電路405驅動V1；同樣，原門極驅動信號DV2/DV3(圖2)進入端子403、404，分成兩路信號，一路直接輸入V3的隔離驅動電路408驅動V3，另一路輸入到延時電路705A，然后通過隔離驅動電路407驅動V2，從而使V1、V2分別比V4、V3延時一段時間被關斷。從圖7b-7d中可見，以上述同樣的方式即可實現V1、V3分別比V4、V2延時一段時間被關斷；V4、V2分別比V1、V3延時一段時間被關斷；V4、V3分別比V1、V2延時一段時間被關斷。圖8是圖7a中關斷延時電路705、705A的具體實施例。從圖8中可看出，二極管D1的陽極作為所述關斷延時電路的輸入端801，二極管D1的陰極作為所述關斷延時電路的輸出端803，電容C1的一端與所述關斷延時電路的輸出端803相連，電容C1的另一端作為所述關斷延時電路的另一輸入端802，所述關斷延時電路的另一輸出端804也與電容C1的所述另一端相連。所述關斷延時電路的關斷延時時間由電容C1和所述隔離驅動電路的輸入阻抗共同決定。圖9a是本發明電路中的關斷延時電路的一種替換方案。從圖9a中可以看出，圖9a所示關斷延時電路為在圖8所示電路中增加一個與電容C1并聯的電阻901。所述關斷延時電路的關斷延時時間由電容C1、電阻901和所述隔離驅動電路的輸入阻抗共同決定。圖9b是本發明電路中的延時電路的另一種替換方案。從9b中可以看出，圖9b所示關斷延時電路為在圖9a所示電路中增加一個與二極管D1并聯的電阻902。所述關斷延時電路的關斷延時時間由電容C1、電阻901、902和所述隔離驅動電路的輸入阻抗共同決定。以上所述關斷延時時間最佳范圍在1μS與5μS之間。
雖然以上已以最佳實施方式詳細描述了本發明的主要技術特征和優點，但本發明的保護范圍顯然并不局限于以上實施例，而是包括本領域技術人員對上述創造構思可能作出的各種顯而易見的替換方案。
權利要求
1.全橋電路中大功率IGBT的門極驅動方法第一步，在某一時刻(T1)，使全橋電路中一對角臂上的兩只主控開關同時開通；接著僅僅使上述對角臂上的兩只主控開關之一在某一時刻(T2)硬關斷；第二步，然后從所述對角臂上的另一主控開關電流降為零時(T3)起，直到使另一對角臂上的兩只主控開關開通時(T4)止的這段時間關斷所述另一主控開關；第三步，在全橋電路中所述一對角臂上的兩只主控開關都關斷后某一時刻(T5)，使全橋電路中另一對角臂上的兩只主控開關同時開通；第四步，接著僅僅使全橋電路中所述另一對角臂上的兩只主控開關之一在某一時刻(T6)硬關斷；第五步，從上述對角臂上的兩只主控開關中的另一主控開關電流降為零時(T7)起，直到全橋電路中一對角臂上的兩只主控開關開通時(T8)止的這段時間關斷全橋電路中所述另一對角臂上的所述另一主控開關，其特征在于分別使全橋電路中兩對角臂上的其中一只主控開關相對另一只主控開關延時一段時間ΔT關斷。
2.一種實現如權利要求1所述方法的門極驅動電路，包括隔離驅動電路(405，406，407，408)，其特征在于還包括分別設置在所述隔離驅動電路和所述門極驅動電路的輸入端之間的關斷延時電路(705，705A)。
3.按照權利要求2所述的驅動電路，其特征在于所述關斷延時電路(705；705A)包括一陽極與所述關斷延時電路的輸入端之一(801)相連而其陰極與所述關斷延時電路的輸出端之一(803)相連的二極管(D1)和并聯于所述關斷延時電路的兩輸出端(803；804)之間的電容(C1)。
4.按照權利要求3所述的驅動電路，其特征在于所述關斷延時電路(705；705A)還包括與所述電容(C1)并聯的電阻(901)。
5.按照權利要求4所述的驅動電路，其特征在于所述關斷延時電路(705；705A)還包括與所述二極管(D1)并聯的電阻(902)。
6.按照權利要求2-5任一項所述的驅動電路，其特征在于所述關斷延時電路的最佳延時時間范圍為1μS至5μS。
全文摘要
全橋電路IGBT的門極驅動方法及其電路。該方法是使全橋電路中一支對角臂上的其中一只主控開關相對另一只主控開關延時△T關斷;使全橋電路中另一支對角臂上的其中一只主控開關也相對另一只主控開關延時△T關斷。這只需分別在現有全橋硬開關PWM DC/DC變換器中的每一對角臂上的兩只主控開關之一的隔離驅動電路前增加一關斷延時電路便可實現。本發明具有實施電路簡單可靠、成本低,效果顯著等優點。
文檔編號H02M3/00GK1171649SQ9710881
公開日1998年1月28日 申請日期1997年1月20日 優先權日1997年1月20日
發明者張群, 王創社, 童永勝 申請人:深圳市華為通信股份有限公司