專利名稱：開關調節器的制作方法
技術領域：
本發明涉及開關調節器，更具體地涉及高頻開關系統的直流穩壓電源。
迄今為止，為了從市電電源得到直流恒壓，已采用了各種開關調節器。
圖10示出了這種傳統開關調節器的示意性電路圖。圖中所示的一個示例性調節器在其初級側上包含一個主電路，該主電路由一個交流電源100、一個全波整流器102、一個輸入平滑電容器104、高頻變壓器106的一個初級繞組以及諸如一個FET108(場效應晶體管)的一個高頻半導體開關元件構成。FET108的控制極連接到一個脈沖寬度調制(PWM)控制電路111的一個控制極輸出端上。在其次級側上，調節器包含一個主電路，該主電路由高頻變壓器106的一個次級繞組、一個整流二極管110、一個換向續流二極管112、一個平滑扼流圈114及一個輸出平滑電容器116構成。次級側上的主電路的一個輸出端連接到一個輸出電壓檢測電阻器118與一個分壓電阻器120以及一個負荷122的一個負荷電路上。輸出電壓檢測電阻器118與分壓電阻器120之間的分壓連接到脈沖寬度調制控制電路111的一個輸入端上。
在這種類型的開關調節器中，來自交流電源100供應的交流電壓受到全波整流器102的全波整流，然后受輸入平滑電容器104的平滑，從而生成一個包含圖11(a)中所示的波紋成分的直流電壓。FET108將該直流電壓轉換成一個高頻脈沖電壓，并由高頻變壓器106變換成所需的電壓。這樣變換成的高頻脈沖電壓經過整流二極管110、換向續流二極管112、平滑扼流圈114及輸出平滑電容器116的平滑，最終得出圖12中所示的一個直流電壓。
如果交流輸入電壓與負荷保持不變，則高頻脈沖電壓的脈沖寬度不變，從而一個直流恒定電壓Vo總是作用在負荷上。然而，由于輸出電壓Vo將隨交流輸入電壓或負荷的波動而改變，脈沖寬度調制控制電路111便按照從輸出電壓檢測電阻器118與分壓電阻器120之間的分壓測出的電壓變化△V改變一待輸出到FET108的控制極的信號，以便將初級側高頻脈沖電壓的脈沖寬度控制成保持輸出電壓Vo不變。
然而在上述傳統開關調節器中，包含圖11(a)中所示的波紋成分的直流電壓是跨接輸入平滑電容器104作用的，并且電流集中于波紋成分的充電。結果，交流輸入電流變成包含許多諸如圖11(b)中所示的三次與五次諧波的奇次諧波的非線性波形。因此，這種類型的開關調節器的傳送會導致諸如高頻故障等新問題，使得在輸入配電線路中的變電站上的變壓器升溫或產生異常的聲音。另外，還出現一個問題，由于超前功率因數而大量的無功電流分量流過，導致布線電容增加。再者由于初級側輸入平滑電容器104平滑的是低頻交流輸入電壓，便增加了電容，設備是大型的并且增加了成本。這種傳統調節器的功率因數極限最大為60至70％。
為了解決上述問題，本發明人提出了一種省略了初級側平滑電容器104的改進型開關調節器。該開關調節器是這樣構成的，使得經過全波整流的高頻脈沖電壓從初級側作用在次級側上，并由設置在次級側上的一個平滑電路生成直流電壓。這一配置用省略圖10中所示的初級側平滑電容器104來改進功率因數。
然而，即使用這種發明人改進的調節器，仍然遺留著必須將輸出平滑電容器116制造得盡可能小，以及當電容器116變小時，輸出側上的直流電壓中會出現波紋成分的問題。這便是在大負荷的情況中，如圖13中所示，波紋電壓與交流輸入電壓成為0V的時間同步出現。不增加輸出平滑電容器的電容，便不能減小波紋電壓，并且即使用這種改進的調節器，功率因數最大也只是85％。
本發明是為解決傳統開關調節器的上述問題而作出的，因此本發明的一個目的為通過以非常簡單的方法提升輸入側高頻電壓的低壓區來改進次級側平滑電容器的充電效率而提供一種在功率因數、減小尺寸及降低成本方面有所改進的開關調節器。
為了達到上述目的，本發明提供了一種開關調節器，包括一個初級側電路，包含不帶平滑電路的一個整流電路，用于將一個高頻脈沖輸入電壓作用在一個高頻變壓器的初級側上；一個次級側電路，包含在所述高頻變壓器的次級側上的一個整流電路與一個平滑電路；一個疊置斬波電壓形成電路，用于形成一個與初級側電路的脈沖頻率同步的斬波電壓或一個鋸齒形波電壓，以將一個次級側直流輸出檢測電壓疊加在該斬波電壓或鋸齒形波電壓上；一個控制電路，當該疊置斬波電壓形成電路所形成的斬波電壓或鋸齒波電壓超過一個參照電壓時，該控制電路輸出一個脈沖信號并根據輸出的脈沖信號應用閂鎖特征降低時鐘脈沖的電平，并將該時鐘脈沖保持到下一個時鐘脈沖的上升沿，將時鐘脈沖作為一個開關脈沖信號輸出到初級側電路；一個升壓電路，在初級側電路中的整流電路與高頻變壓器之間，具有互相平行配置的一條旁路與一個感應器；以及一個開關電路，用于按照輸入電壓波形控制流經感應器的電流。
以上述結構，當從交流電源輸入到初級側的一個交流電壓被整流電路全波整流以后，它便被變換成正弦全波波形狀態中的一個正弦波形高頻脈沖電壓，它并不經受開關操作的平滑處理。然后，將該正弦波形高頻脈沖電壓輸出到次級側并通過整流電路與平滑電路轉換成一個平滑的直流輸出電壓，以便輸出到一個負荷。另一方面，當次級側上的正弦波形高頻脈沖電壓升高時，疊置斬波電壓形成電路形成的疊置斬波電壓或鋸齒形波電壓較早地超過了參照電壓。因此，由于該脈沖信號是從一個超高速比較器以較高的速度輸出的，控制電路中的時鐘脈沖高速地降低電平，從而縮短了輸出到開關元件的開關脈沖的脈沖寬度。這樣，當正弦波形高頻脈沖電壓升高時，脈沖寬度被縮短到倒正弦波形，結果使直流輸出電壓保持恒定。
此外，當直流輸出電壓隨交流輸入電壓或負荷的波動而改變時，便改變了疊置斬波電壓超過參照電壓的時間，從而改變了輸出該脈沖信號的定時。結果，控制電路按照輸出脈沖信號的變化應用閂鎖特征使時鐘脈沖的電平下降，并將時鐘脈沖作為開關脈沖信號輸出到初級側電路的開關元件。從而，改變了開關元件的開關脈沖寬度，借此保持直流輸出電壓恒定。
本發明的最具特色的特征為在初級側電路中加入了升壓電路與開關電路。這便是，這些電路判斷交流輸入電壓的幅值以便使電流能流經高壓區中的旁路，并使具有預定頻率的電流能通過低壓區中的開關電路流向感應器側。以這一操作，便在開關切斷時，將感應器的自感在開關導通時生成的電壓瞬時疊加在高頻脈沖電壓上。
從下面結合附圖所作的描述中，本發明的上述及其它目的及特征將更為明顯。
圖1為展示按照本發明的開關調節器的示例性電路圖；圖2為展示按照本發明的第二脈沖寬度調制電路的示例性電解圖；圖3為被一個初級側整流元件整流的全波整流波形；圖4為展示本發明中的升壓電路的一條電流路徑的說明圖；圖5(a)與5(b)為展示按照本發明的一種電壓升高狀態的說明圖；圖6為展示成斬波的方法的說明圖；圖7為展示本發明中的脈沖寬度調制控制的一種狀態的說明圖；圖8為按照本發明的另一個實施例的電路圖；圖9為按照本發明的又另一個實施例的電路圖；圖10為展示傳統的開關調節器的示例性電路圖；圖11(a)與11(b)為在傳統的開關調節器中跨接一個初級側平滑電容器的電壓的波形；圖12為傳統的開關調節器的輸出電壓波形；以及圖13為在傳統的開關調節器中出現波紋時的輸出電壓波形。
下面參照附圖給出按照本發明的一個實施例的描述。
圖1與2示出按照本發明的開關調節器的原理電路圖。該電路中省略了傳統的開關調節器電路的輸入平滑電容器104。這一被省略的電容器104的功能由一個輸出平滑電容器1兼任。在初級側中整流電路2與高頻變壓器3之間設置一個升壓電路5，并在整流電路2的輸入側上設置一個高頻線路濾波器7。該電路還包括一個第一脈沖寬度調制控制電路13，用于與檢測輸入交流電壓8的一個電壓檢測裝置9所生成的一個信號同步地用預定的斬波頻率驅動一個第一開關元件11；一個初級側電路19，包括一個第二開關元件17，該開關元件是按照一個第二脈沖寬度調制控制電路15起動的，以便得到一個高頻脈沖電壓；以及與圖10中所示的相似的一個次級側電路21。
升壓電路5中包括一條旁路23及一個感應器25，并且第一開關元件11使整流電路2輸出的一個全波整流信號在輸入電壓的瞬時值為高的一個區中直接流到旁路23一側，但在該瞬時值為低的一個區中流到感應器25一側。第一開關元件11通過一個諸如超高速光耦合器或一個互感器之類的隔離耦合裝置27連接到第一脈沖寬度調制控制電路13。在旁路23側與感應器25側上分別設置反向電流防止二極管29與31。如后面將描述的，在升壓電路的輸出側與接地側之間連接一個薄膜電容器33。這是因為在點B上的電壓是事先升高的，并在接通第一開關元件11時，防止電力作用在高頻變壓器3上。
圖2中同時示出的第二脈沖寬度調制控制電路15主要包括作為一個控制電路起動的一個輔助電壓形成電路35及一個開關調節器IC(集成電路)37。電路15通過作為隔離耦合裝置起動的一個光耦合器39連接到一個超高速比較器41及一個疊置斬波形成電路43上。輔助電壓形成電路35從全波整流器2的輸出中形成恒壓，并通過一條線路45將其作為控制電壓作用在開關調節IC37上。輔助電壓形成電路35串聯在超高速光耦合器39的一個光敏晶體管47、一個晶體管49的基極電流限制器電阻器51(以后描述)及一個泄漏電阻器53上。在本實施例中，是采用超高速光耦合器39作為隔離耦合的，然而，也可用互感器之類來代替。開關調節器IC37最好具有20KHz或以上的頻率，并由包含具有時鐘振蕩頻率與閂鎖特征的過電流檢測電路之類的一塊PWM(脈沖寬度調制)控制專用IC構成，最好是東芳電氣公司制造的型號M51996。為了便于說明，在圖中所示的方框電路中，省略了一個振蕩CR(控制)電路并假定是在IC37的框內。并且，將一個外部CR電路連接在開關調節器IC37上，可以隨意確定開關頻率。
一個過電流檢測電阻器55連接在FET17的漏極上，并將過電流檢測分壓電阻器57與59連接在過電流檢測電阻器55與FET17的漏極端之間的一個節點與開關調節IC37的一個接地端之間。將過電流檢測分壓電阻器57與59之間的分壓輸入到開關調節器IC37的一個OCP端，借此檢測過電流。開關調節器IC的一個端Vcc通過晶體管49、一個極限分壓電阻器61及分壓電阻器59連接到接地端上。將極限分壓電阻器61與分壓電阻器59之間的分壓輸入到開關調節IC37的OCP端。晶體管49的基極連接到基極電流限制電阻器51與泄漏電阻器53之間的一個節點上。
疊置斬波形成電路43包括一個連接在一個換向續流二極管63的輸出側上的直流成分截止電容器65及由一個電阻器67與一個電容器69構成的一個CR積分電路上。輸出電壓檢測電阻器71與分壓電阻器73之間的一個節點連接在電阻器67與電容器69之間的一個節點以及超高速比較器41的一個輸入端上。疊置斬波形成電路43形成一個與次級側高頻電壓的開關頻率同步的斬波電壓，并將次級側直流輸出檢測電壓疊加在斬波電壓上，從而將疊加的電壓輸入到超高速比較器41的一個輸入端上。此后，將在其上疊加直流輸出檢測電壓的斬波電壓稱為疊加斬波電壓。
將從電阻器75及連接在次級側電路的輸出端上的一個參照電壓元件(齊納二極管)77得到的一個參照電壓輸入到超高速比較器41的一個非反相輸入端，并在其輸出端上將次級側電路的輸出電壓作用在光耦合器39的一個發光二極管上。當疊加斬波電壓或鋸齒形波電壓低于一個參照電壓時，超高速比較器41的輸出電壓為H(高)電平，而當疊加斬波電壓或鋸齒形波電壓超過該參照電壓時，則超高速地將超高速比較器41的輸出電壓設置在L(低)電平上。超高速光耦合器39包括一個初級側光敏晶體管及一個次級側發光二極管，并且用于隔離初級側電路與次級側電路的目的。當一個電流流入發光二極管時，它便以超高速發光以便將光敏晶體管接通。采用超高速比較器41及超高速光耦合器39的一個目的為在一個隨后的時鐘脈沖升起以前立即處理一個時鐘脈沖的電平下降。
下面描述如此構成的開關調節器的操作。
交流電源8提供的交流正弦波由全波整流器2整流成圖3中所示的正弦波形狀的全波脈動流波形，并提供給高頻變壓器3的初級側。此時，電壓檢測裝置9檢測到交流輸入電壓，如果輸入電壓為一個恒定的參照電壓VA或更低，便由第一脈沖寬度調制控制電路13將40KHz的開關脈沖信號作用在第一開關元件11(FET11)的控制極端上。
以FET11的這一操作，電流在輸入電壓為參照電壓VA或更高的區中，通過整流器2從交流輸入電壓8直接流入旁路23中。反之，在輸入電壓低于參照電壓VA的區中，電流還流入感應器25，如上所述。如圖4中所示，當輸入電壓在低于參照電壓VA的區中而FET11在接通狀態中時，輸入電流In流入用虛線指示的一條路徑中。這是因為點B上的電壓隨存儲在薄膜電容器33中的電荷升高。然后，當FET11被斷開時，便立即由圖中用正負號表示的在接通狀態時存儲在感應器25中的電磁能，在斷開狀態時跨接感應器25生成一個回掃電壓。從而，由于自感自動勢是疊加在輸入電壓上的，在這一情況中，所有電流都流入感應器25中，如點劃線所示，并且在低壓區中一個電壓上升，這將在下面參照圖5(a)與5(b)描述。
圖5(a)與5(b)表示由于上述升壓電路而產生的電壓波形的改變，其中圖5(a)為點A上的交流輸入電壓波形，而圖5(b)則為經過全波整流后的在點B上的高頻脈沖電壓波形。不言而喻，圖5(a)示出一個正弦波，而其中圖5(b)中所示的具有相應π/2的峰值電壓的兩肩部分則是升高了的。反之，如果象傳統的開關調節器那樣沒有升壓電壓，如圖中用虛線所指示的，則在次級側平滑電容器1的兩端上的電壓(即次級側輸出電壓Vo)低于一個閾值電壓Vt時，輸入電壓便降低到如虛線所指示的。閾值電壓Vt由Vt＝n1/n2·Vo(1)表示，其中n1與n2分別為高頻變壓器在第一與第二側上的匝數。因此，如果將使第一開關元件11工作的參照電壓VA限定在由式(1)表示的閾值電壓上，則在低于VA的低輸入部分上的電壓便被升高，如圖5(b)中用實線所指示的，結果便改進了功率因數。
另一方面，由于在本實施例中，從第二脈沖寬度調制控制電路15將100KHz的開關脈沖信號作用在FET17的控制極上，圖5(b)中用實線指示的初級側電壓受到FET17的開關(斬波)，而導致在次級側上的一個高頻載波。
受FET17開關的初級側高頻脈沖電壓被高頻變壓器3變壓，然后輸出到次級側。疊置斬波形成電路43形成與開關頻率同步的一個斬波，并將其疊加在次級側輸出檢測電壓上。每當疊加斬波電壓超過參照電壓時，超高速比較器41便立即輸出L信號，因此，一個電流便流入發光二極管中，從而接通光耦合器39，并且一個電流流到接通的晶體管49的集電極上。結果，電阻器61與59之間的分壓優先于電阻器57與59之間的過電流檢測電壓，輸入到開關調節器IC37的OCP端上。然后，開關調節器IC37利用閂鎖特征使時鐘脈沖的電平降低。在這一狀態中，隨后的時鐘脈沖輸出到作為一個開關信號端的FET17的控制極上。
如圖6、圖7中所示的，當交流市電輸入電壓低(Vin1)時，來自疊置斬波形成電路43的疊加斬波電壓超過參照電壓(Vref)的時間便推遲了，如從CR特征中顯而易見的。然而，當電壓升高時(Vin2 至Vin4)，便使疊加斬波電壓超過參照電壓的時間提前了。因此，當對應于交流輸入8的一個假想的次級輸出電壓I升高時，便使圖7中所示的超高速比較器41輸出L電平的定時提前了，這樣便使開關調節器IC37的OCP輸入脈沖信號提前了。結果，當假想的次級輸出電壓升高時，便逐漸地提前開關調節器IC37中的時鐘脈沖的電平下降的時間，如圖7中用B所指示的，從而縮短了開關脈沖信號的寬度。圖7中的字符E、P與I表示疊加斬波電壓、時鐘脈沖與交流輸入電壓。
在這一方法中，由于開關脈沖信號是寬度調制的，次級側高頻脈沖電壓C是如圖7中所示具有倒正弦波形的，它是成形為當輸入電壓低時Ton較長，而當交流輸入電壓接近相位π/2的峰值電壓時則被縮短。這便是，流經高頻變壓器3的初級與次級側的電流具圖7中用C示出的高頻脈沖電壓相似的波形。
整流二極管81再一次將次級側高頻脈沖電壓轉換成直流電壓，然后由換向續流二極管63、平滑扼流線圈83與輸出平滑電容器1加以平滑并輸出之。此時的直流輸出電壓由下式(2)表示Vo＝Ton/T×Vin(2)在本例中，Ton是控制成上述例正弦波的，且Vin為一個弦波形，因此輸出電壓Vo具有平的直流波形，如圖7中用D所示。
如上所述，如果交流輸入電壓與負荷都是恒定的，則第二脈沖寬度調制控制電路15將圖7中所示的驅動脈沖信號輸出到FET17以便開關FET17，借此得到跨接負荷的一個直流輸出電壓Vo。如果交流輸入電壓或負荷的波動要升高輸出電壓Vo時，疊置斬波形成電路43所形成的疊架斬波電壓便按照其變化而增加。因此，疊加斬波電壓超過參照電壓的時間便完全提早了，并且輸入脈沖信號提前輸入到開關調節器IC37的OCP端上，從而完全縮短了開關信號的脈沖寬度。結果，次級側高頻脈沖電壓的脈沖寬度便被完全地縮短，從而減小Ton，并且如從式(2)中顯而易見的，輸出電壓Vo得以降低并保持恒定。于是采用這種結構，與傳統的結構相比，能夠實現98％的極高的功率因數。
用圖8與9中所示的方法執行的本發明中的第一開關元件11的開關系統對于大的輸出信號更為有利。圖8中示出了一個電路，其中在整流電路2與升壓電路5之間設置了一個升壓隔離變壓器87。這種結構使開關元件11的電容進一步降低，這是因為流經開關元件11的電流在升壓隔離變壓器87的初級側上流動。結果，這一系統使電容比回掃系統的電容相對地較大。
隨后，圖9中所示的電路也提供了一個升壓變壓器87。在該電路中，雙向電流用后備隔離變壓器87以及四個開關89、91、93與95流動，借此增進升壓隔離變壓器87的使用效率。從而，由于交流電流在升壓隔離變壓器87的次級側上流動，它便被感應器25的前級上的整流電路97所整流。在上述結構中，圖8中所示的電路適用于中等電容，而圖9中所示的電路則適用于大電容。
如上所述，本發明能獲得下述突出優點。當在高頻變壓器的初級側上直接轉換正弦波式的全波整流波形，并在次級側上輸出以倒正弦波形式調制的高頻脈沖時，便由設置在初級側上的升壓電路將感應器生成的自感電動勢疊加在輸入電壓上。因此，升高了交流輸入電壓的低壓區，從而顯著地改進了功率因數。這時，由開關元件導通的開關操作的頻率是極高的，并將開關操作所得到的高頻脈沖通過次級側扼流線圈作用在輸出平滑電容器上。從而，改進了功率因數，并減少了無功電流，并可減少扼流線圈與平滑電容器的尺寸。
沒有大電容的輸入平滑電容器用于平滑初級側上的低頻電流。次級側輸出平滑電容器平滑高頻脈沖，并且設置在輸入側上的升壓電路明顯地減少波紋電流。此外，與傳統的輸入平滑電容器及輸出平滑電容器兩者的電容之和相比，明顯地減小了電容，從而對設備的小型化與降低成本能作出很大的貢獻。
對本發明的較佳實施例的上述描述是為了示例與說明的目的而提出的。并不旨在窮盡或限制本發明在所公開的精確形式上，并且從上述教導或通過本發明的實踐，有可能作出修正與變化。實施例是為了說明本發明的原理及其實際應用而選擇與描述的，以便熟悉本技術的人員能夠在各種實施例及具有適合于特定的用途設計的各種變型中利用本發明，本發明的范圍是由所附的權利要求書及其等價物定義的。
權利要求
1.一種開關調節器，包括一個初級側電路，包含一個不帶平滑電路的整流電路，用于將一個高頻脈沖輸入電壓作用在一個高頻變壓器的初級側上；一個次級側電路，包含在所述高頻變壓器的次級側上的一個整流電路及一個平滑電路；一個疊置斬波電壓形成電路，用于形成一個與所述初級側電路的脈沖頻率同步的斬波電壓或鋸齒形波電壓，以便將一個次級側直流輸出檢測電壓疊架在該斬波電壓或鋸齒形波電壓上；一個控制電路，當所述疊置斬波電壓形成電路所形成的斬波電壓或鋸齒形波電壓超過一個參照電壓時，輸出一個脈沖信號，并在輸出的脈沖信號的基礎上利用閂鎖特征降低一個時鐘脈沖的電平，并保持該時鐘脈沖直到后面的時鐘脈沖的上升沿，以便將該該時鐘脈沖作為一個開關脈沖信號輸出到所述初級側電路；以及一個升壓電路，具有在所述初級側電路中的所述整流電路與所述高頻變壓器之間相互平行配置的一條旁路及一個感應器。
2.權利要求1中提出的一種開關調節器，還包括一個開關電路，用于按照一個輸入電壓波形控制流經所述感應器的一個電流。
全文摘要
開關調節器，包括初級側電路，具有不帶平滑電路的整流電路；次級側電路，包括在高頻變壓器的次級側上的整流電路及平滑電路；疊置斬波電壓形成電路，用于形成斬波電壓或鋸齒形波電壓；控制電路，形成的斬波電壓或鋸齒形波電壓超過一參照電壓時，輸出一脈沖信號，并利用閂鎖特征降低一時鐘脈沖的電平，保持該時鐘脈沖至下一時鐘脈沖的上升沿；升壓電路，具有在初級側電路中的整流電路與高頻變壓器之間互相平行配置的一條旁路及一感應器。
文檔編號H02M3/158GK1111771SQ94119080
公開日1995年11月15日 申請日期1994年12月17日 優先權日1993年12月17日
發明者原弘人 申請人:日本普羅電源會社