一種基于lcl濾波的大功率pwm整流器電路拓撲結構的制作方法
【專利摘要】本發明公開了一種脈沖寬度調制PWM整流器電路拓撲結構。脈沖寬度調制PWM整流器的電路拓撲結構包括單相PWM整流器和采用三相四線制PWM整流器，通過采用LCL濾波器取代傳統L濾波器達到更好的濾波效果。PWM整流器控制方法是基于SPWM方式的脈寬調制技術，采用電壓外環、電流內環的控制方式。公共的電壓外環和獨立的電流內環均采用PI控制方式，分別對公共的電壓外環和獨立的電流內環設置P、I參數，本發明可實現電網側電流與電壓同相位，降低電網側諧波含量，減小諧波污染。
【專利說明】—種基于LCL濾波的大功率PWM整流器電路拓撲結構
【技術領域】
[0001]本發明屬于電力電子應用【技術領域】，涉及一種基于LCL濾波的大功率PWM整流器電路拓撲結構，具體涉及一種關于分布式電源，應用于可再生能源發電并網，充放電及其儲能等系統的電力電子整流器。
【背景技術】
[0002]在所有的電力變換裝置中，整流電路出現的最早。常見的電能變換電路包括整流電路、逆變電路、交交變頻電路和直流升降壓電路。除了直接使用市電的設備外，大部分的用電設備的取電是通過將電網的電能進行相應的直流或交流變換所得，即先將市電轉換成用電設備所需的交流電或者直流電，然后將變換的電能輸送給用電設備使用。即使是交交變頻電路也往往先進行整流變換，然后再進行逆變變換。據1992年日本電氣學會的報道，所有的電力電子設備中，整流裝置占到了 70%之多。鑒于整流裝置的總量很大，常規整流環節廣泛采用二極管不控整流電路或者晶閘管相控整流電路，因而對電網注入了大量諧波及無功，網側功率因數很低，造成了嚴重“污染”。由于大量電力電子裝置通過變流器與電網相連，存在網側功率因數低以及輸入電流諧波成分高的問題。但是伴隨著電力電子發展和用電設備的諧波標準的日益嚴格，如何達到節約能源、減低成本、減小諧波污染、達到綠色的電能變換的目的，需要更多的理論研究和探索。
[0003]自從上個世紀80年代后期開始將PWM(脈沖寬度調制)技術引入整流器控制中，高功率因數的PWM整流器技術已成為國內外的研究熱點。并已經取得了很多研究成果，PWM整流器往往通過改進的Boost電路來實現功率因數校正，其中比較新穎的結構是采用雙路Boost并聯的拓撲結構。但是，雙路Boost電路必然要用兩個電感，電感作為Boost電路的核心元器件，電感體積較大，其量值選取決定了整流裝置的體積大小，也是原料成本重要組成部分。
[0004]電感作為磁性元器件，由于雙路Boost并聯的結構兩個電感分別工作在電網正、負半周內，對于單個電感而言，在其工作的半周內，如不能及時恢復其初始狀態，磁芯就容易飽和，流過的電流變化不會發生能量傳遞，能量消耗在線圈上，長時間、大功率的場合下，線圈繞組會發熱，不可避免的會影響電感值的精確性，因此對控制器的設計帶來嚴峻的挑戰。
[0005]并且PWM整流器由于采用PWM調制方法導致電網電流中含有開關頻率附近的高次諧波，這會對電網中的其他EMI敏感設備產生影響，因此必須在電網和整流器之間設置濾波器，抑制電流中的高頻諧波，同時將正弦的電網電壓和脈沖狀的交流側電壓隔離開來。傳統PWM整流器網側濾波器采用L型濾波器，將高次諧波電流限制在一定范圍內。雖然L型濾波器簡單實用，但是在大功率應用場合，開關頻率相對較低(l-2kHz)，使得網側電流滿足相應的諧波標準所需的電感值太大。這會帶來以下問題:使得網側電流變化率下降，降低系統的動態響應性能。
[0006]現有的三相PWM往往采用三相三線制的接法，三相間存在相互耦合，故而對其控制往往需要進行矢量變換以實現三相解耦，即將三相abc靜止坐標系變換到兩相旋轉dq坐標系下進行建模與控制，其復雜性不言而喻，實際實現也較為復雜。
[0007]PWM整流器在啟動時，電網電壓將通過電感給母線電容從零電壓充電，可能會引起電路諧振，或者電感瞬態飽和，產生較大的沖擊電流，該沖擊電流有可能會損害電路元件，影響電路的安全工作狀態，對PWM整流器的安全性和可靠性帶來威脅。
[0008]因此，針對現有技術不足，設計一種可避免磁性元件飽和，控制邏輯難度低，且安全可靠的的PWM整流器拓撲及其控制策略甚為必要。
【發明內容】
[0009]技術問題:本發明提供一種可實現單位功率因數PWM整流，減小輸入電網的諧波含量，改善電能質量，并且可以應用在中大功率場合的脈寬調制PWM整流器拓撲及其控制方法。
[0010]技術方案:本發明提供的一種基于LCL濾波的大功率PWM整流器電路拓撲結構，為單相PWM整流器，包括網側濾波電感、變流器側濾波電感、交流濾波電容、第一晶閘管、第二晶閘管、第一二極管、第二二極管、第一全控型開關開關、第二全控型開關開關、第一電容、第二電容、負載和中線，所述網側濾波電感一端與電網相接，另一端同時與變流器側濾波電感和交流濾波電容的一端相接，變流器側濾波電感的另一端同時與第一晶閘管的陽極和第二晶閘管的陰極相接，交流濾波電容的另一端與中線相連，第一晶閘管的陰極同時與第一二極管的陽極和第一全控型開關的集電極相接，第一二極管的陰極同時與第一電容一端和負載一端連接，第一全控型開關的發射極和第二全控型開關開關的集電極連接在中線上，晶閘管的陽極同時與第二二極管的陰極和第二全控型開關開關的發射極相接，第二二極管的陽極同時與第二電容一端和負載另一端連接，第一電容另一端和第二電容另一端連接在中線上。
[0011]本發明PWM整流器電路拓撲結構中，第一全控型開關和第二全控型開關可以為絕緣柵雙極型晶體管(IGBT)、集成門極換流晶閘管(IGCT)或電力場效應晶體管(PowerM0SFET)。
[0012]本發明提供的另一種PWM整流器電路拓撲結構，為三相四線制PWM整流器，由三個上述單相PWM整流器電路拓撲結構并聯組成，三個單相PWM整流器電路拓撲結構共用一套第一電容、第二電容、負載和中線。
[0013]上述的三相四線制PWM整流器中，三個單相PWM整流器電路拓撲結構分別為A相電路拓撲結構、B相電路拓撲結構、C相電路拓撲結構，所述A相路拓撲電結構的網側濾波電感一端與電網A相連接，B相電路拓撲結構的網側濾波電感一端與電網B相連接、C相電路拓撲結構的網側濾波電感一端與電網C相連接，三個單相PWM整流器電路拓撲的交流濾波電容的一端并聯后連接在中線上，三個單相PWM整流器電路拓撲的第一二極管的陰極并聯后同時與第一電容一端和負載一端連接，三個單相PWM整流器電路拓撲的第二二極管的陽極并聯后同時與第二電容一端和負載另一端連接。
[0014]PWM整流器的控制電路包括電壓反饋環節、電壓PI環節、電網電壓檢測環節，鎖相環節、乘法器、電流反饋環節、電流PI環節和脈寬調制PWM環節。
[0015]電壓反饋環節反饋直流母線的電壓并與給定電壓VMf比較得到輸出電壓的誤差信號Λ V，將電壓誤差信號AV送入電壓PI環節得到給定電流信號的幅值im。通過對電網信號檢測環節得到即時的電網電壓信號，經過鎖相環節可以得到電網電壓的相位信號sin Θ，將給定電流信號的幅值im與電網電壓的相位信號sin0送入乘法器，乘法器的輸出信號Uf作為交流輸入側電流的給定信號，電流反饋環節反饋交流側實際的電流并與交流輸入側電流的給定信號iMf比較，從而得到交流輸入側輸入電流的誤差信號Λ i，將電流誤差信號Λ i送入電流PI環節，將電流PI環節的輸出信號送入脈寬調制PWM環節，脈寬調制PWM環節的輸出作為控制信號，以用于控制PWM整流器中開關管的導通與關斷。
[0016]有益效果:與現有技術相比，本發明具有以下優點:
[0017]I)以單相PWM整流器為例。電感是PWM整流器的核心元件，電感值的選取是設計控制器的前提和基礎。設計拓撲中，通過對晶閘管的通斷控制，在電網電壓正負半周內，均可實現Boost運行。更重要的，該電感在電網電壓正負內均處于工作狀態，流經電感的電流也隨著電網電壓正負交替流動，根據鐵磁材料的磁滯回線可知，這有益于磁芯回復初始狀態，相較于傳統的雙路Boost的拓撲而言，這樣的設計可以有效減小電感的磁飽和導致的發燙問題，不僅可以延長電感的使用壽命，還可以保證電感的量值的精確性，對于控制器的設計提供了可靠的硬件基礎。
[0018]2)電感是整流器的核心器件，相較于L型濾波器，雖然其簡單實用，但是在大功率應用場合，開關頻率相對較低(l-2kHz)，使得網側電流滿足相應的諧波標準所需的電感值太大。這會帶來以下問題:使得網側電流變化率下降，降低系統的動態響應性能。通過采用LCL濾波器取代傳統L濾波器可以達到更好的濾波效果時，這在中大功率應用場合具有優勢。
[0019]3)對于常見的三相PWM整流器往往都是采用三相三線制的接法，此種接法三相間存在相互耦合，故而對其控制往往需要進行矢量變換以實現三相解耦，即將三相abc靜止坐標系變換到兩相旋轉dq坐標系下進行建模與控制，其控制復雜性不言而喻。本發明所述的三相PWM整流器由于其采用三相四線制接法，其中三相彼此相互獨立，對于三相的控制可獨立為分別對單相進行控制，即，通過對公共電壓的外環的PI控制得到三相的參考電流幅值信號，再通過對獨立的單相進行鎖相環節，得到每一相的獨立的電流內環的參考相位，通過乘法器可得到每一相電流的參考電流信號，設置三相各自的電流內環PI，可用于控制每一相的電流，達到控制目的。相較于三相三線制的拓撲而言，其控制策略的邏輯難度大大降低。
[0020]4)當PWM整流器在剛啟動時，輸入的電網電壓通過電感要給母線電容從零電壓充電，這可能弓I起電路諧振和電感瞬態飽和，會產生很大的沖擊電流，這可能會損害電路工作的安全性與可靠性，本發明為了電路安全防止過流損壞，在單相PWM整流器和三相PWM整流器的拓撲結構中可通過軟啟動方式減小對電路的沖擊，即在開啟的時候，預先設置一個啟動周期，在啟動周期內通過逐步增大晶閘管的導通角，直至導通角為180°，從而達到緩沖電路沖擊電流,提高PWM整流器安全性和可靠性的目的。
【專利附圖】
【附圖說明】
[0021]圖1是本發明單相PWM整流器的拓撲結構圖。
[0022]圖2是本發明三相四線制PWM整流器拓撲結構圖。
[0023]圖3是本發明PWM整流器的控制方法示意框圖。
[0024]圖中有:電網電壓e、網側濾波電感Lf、變流器側濾波電感Lp交流濾波電容Cf、第一晶閘管?\、第二晶閘管Τ2、第一二極管D1、第二二極管D2、第一全控型開關開關S1、第二全控型開關開關S2、第一電容Q、第二電容C2、負載&、中線N、電網電壓ea、電網電壓eb、電網電壓e。、A相網側濾波電感Lga、A相變流器側濾波電感Lra、A相交流濾波電容Cfa、A相第一晶閘管Tal、A相第二晶閘管Ta2、A相第一二極管Dal、A相第二二極管Da2、A相第一全控型開關開關Sal、A相第二全控型開關開關Sa2、B相網側濾波電感Lgb、B相變流器側濾波電感Lrt、B相交流濾波電容Q、B相第一晶閘管Tbl、B相第二晶閘管Tb2、B相第一二極管Dbl、B相第二二極管Db2、B相第一全控型開關開關Sbl、B相第二全控型開關開關Sb2、C相網側濾波電感Lg。、C相變流器側濾波電感Lm、C相交流濾波電容Cf。、C相第一晶閘管Tw C相第二晶閘管Tc2> C相第一二極管Del、C相第二二極管De2、C相第一全控型開關開關Sel、C相第二全控型開關開關S&PWM整流器模塊、給定電壓VMf、誤差信號Λ V、給定電流信號的幅值im、電網電壓的相位信號sin0、電流的給定信號iMf、輸入電流的誤差信號Λ 1、電壓反饋環節1、電壓PI環節2、電網電壓檢測環節3、鎖相環節4、乘法器5、電流反饋環節6、電流PI環節7和脈寬調制PWM環節8，其中，第一全控型開關和第二全控型開關可以為IGBT、IGCT和電力場效應晶體管(Power M0SFET)。
【具體實施方式】
[0025]以下結合附圖對本發明作進一步的詳細說明:
[0026]本發明提供的一種PWM整流器的電路拓撲結構分為單相PWM整流器和采用三相四線制PWM整流器。如圖1所示，該電路拓撲結構為單相PWM整流器，包括網側濾波電感Lg、變流器側濾波電感L、交流濾波電容Cf、第一晶閘管?\、第二晶閘管Τ2、第一二極管D1、第二二極管D2、第一全控型開關開關S1、第二全控型開關開關S2、第一電容Q、第二電容C2、負載&和中線N，所述全控型開關為可以為IGBT、IGCT和電力場效應晶體管(Power M0SFET)。網側濾波電感Lg —端與電網相接，另一端同時與變流器側濾波電感L和交流濾波電容Cf的一端相接，變流器側濾波電感L的另一端同時與第一晶閘管?\的陽極和第二晶閘管Τ2的陰極相接，交流濾波電容(^的另一端與中線Ν相連，第一晶閘管?\的陰極同時與第一二極管01的陽極和第一全控型開關Si的集電極相接，第一二極管Di的陰極同時與第一電容仏一端和負載&一端連接，第一全控型開關Si的發射極和第二全控型開關開關S2的集電極與中線N相連，晶閘管T2的陽極同時與第二二極管D2的陰極和第二全控型開關開關S2的發射極相接，第二二極管d2的陽極同時與第二電容c2 —端和負載&另一端連接，第一電容Ci另一端與第二電容C2另一端與中線N相連。
[0027]如圖2所示，該電路拓撲結構為三相四線制PWM整流器，由三個單相PWM整流器電路拓撲結構并聯組成，三個單相PWM整流器電路拓撲結構共用一套第一電容Q、第二電容C2、負載Rl和中線N。三個單相PWM整流器電路拓撲結構分別為A相電路拓撲結構、B相電路拓撲結構、C相電路拓撲結構，所述A相路拓撲電結構的網側濾波電感Lga —端與電網A相連接，B相電路拓撲結構的網側濾波電感Lgb—端與電網B相連接、C相電路拓撲結構的網側濾波電感Lg。一端與電網C相連接，三個單相PWM整流器電路拓撲的交流濾波電容Cfa、Cfb、Cfc的一端并聯后同時與中線N相連，三個單相PWM整流器電路拓撲的第一二極管Dal、Dbl >Dcl的陰極并聯后同時與第一電容C1 一端和負載& 一端連接，三個單相PWM整流器電路拓撲的第二二極管Df^DbyDci2的陽極并聯后同時與第二電容C2 —端和負載Rlj另一端連接。
[0028]此外，PWM整流器的單個負載連接方式可以按照如圖1、圖2中&所示，負載也可以是多個負載，如采用兩個負載，可以相互串聯后，再并聯于電WCpC2兩端，也可以分別并聯在電容Cp C2兩端，再將兩個負載公共連接端與中線N相連。如果負載個數大于等于三個，可以相互串聯后，再并聯在電容CpC2兩端，也可以并聯在電容CpC2兩端的同時再選擇其中某兩個負載的公共連接端與中線相連。
[0029]如圖3所示，PWM整流器控制電路包括電壓反饋環節1、電壓PI環節、電網電壓檢測環節，鎖相環節、乘法器、電流反饋環節、電流PI環節和脈寬調制PWM環節。
[0030]本發明的工作原理以及工作過程如下:
[0031]啟動過程以單相PWM整流器為例:
[0032]在PWM整流器啟動階段，程序中，需要預先設置啟動周期N以及一個隨時間增加的控制系數K，該系數在啟動周期N內，從O線性變化直至為1，最后恒定為I。該系數對應晶閘管的導通角從0°直至到180°。通過啟動程序完成電網電壓對后級母線電容充電，建立起后級電容母線電壓。
[0033]本發明的三相四線制的PWM整流器的啟動過程與單相PWM整流器類似，主要區別在于，三個獨立的單相PWM整流器，軟起動過程中，選取一相作為主機相，不妨以A相為主機相，控制系數為K，該系數在啟動周期N內，從O線性變化直至為I，最后恒定為I。該系數對應A相第一晶閘管和第二晶閘管的導通角從0°直至到180°。通過啟動程序完成電網電壓對后級母線電容充電，建立起后級電容母線電壓。
[0034]當PWM整流器后級母線電壓建立起來后，進入正常工作狀態，通過把母線電容上的電壓反饋并與給定電壓Vref比較得到輸出電壓的誤差信號AV，將電壓誤差信號AV送入電壓PI環節(2)得到給定電流信號的幅值im。通過對電網電壓檢測環節(3)得到瞬時的電網電壓信號，經過鎖相環節⑷可以得到電網電壓的相位信號sin Θ，將給定電流信號的幅值im與電網電壓的相位信號sin Θ送入乘法器(5),乘法器的輸出信號iMf作為交流輸入側電流的給定信號，電流反饋環節(6)反饋交流側實際的電流并與交流輸入側電流的給定信號iMf比較，從而得到交流輸入側輸入電流的誤差信號Λ i，將電流誤差信號Ai送入電流PI環節(7)，將電流PI環節(7)的輸出信號送入脈寬調制PWM環節(8)，脈寬調制PWM環節(8)的輸出作為控制信號，以用于控制PWM整流器中開關管的導通與關斷。
[0035]以上僅是本發明的較佳實施例，對于本【技術領域】的普通技術人員來說，在不脫離本發明原理的前提下，還可以做出若干改進和等同替換，這些對本發明權利要求進行改進和等同替換后的技術方案，均落入本發明的保護范圍。
【權利要求】
1.一種基于LCL濾波的大功率PWM整流器電路拓撲結構，其特征在于，該電路拓撲結構為單相PWM整流器，包括網側濾波電感(Lg)、變流器側濾波電感(Lr)、交流濾波電容(Cf)、第一晶閘管(T1)、第二晶閘管(T2)、第一二極管(D1)、第二二極管(D2)、第一全控型開關開關⑶)、第二全控型開關開關(S2)、第一電容(C1)、第二電容(C2)、負載(RL)和中線(N)，所述網側濾波電感(Lg) —端與電網相接，另一端同時與變流器側濾波電感(LJ和交流濾波電容(Cf)的一端相接，變流器側濾波電感(LJ的另一端同時與第一晶閘管(T1)的陽極和第二晶閘管(T2)的陰極相接，交流濾波電容(Cf)的另一端與中線(N)相連，第一晶閘管(T1)的陰極同時與第一二極管(D1)的陽極和第一全控型開關(S1)的集電極相接，第一二極管(D1)的陰極同時與第一電容(C1) 一端和負載(R1) —端連接，第一全控型開關(S1)的發射極和第二全控型開關開關(S2)的集電極連接在中線(N)上，晶閘管(T2)的陽極同時與第二二極管(D2)的陰極和第二全控型開關開關(S2)的發射極相接，第二二極管(D2)的陽極同時與第二電容(C2) —端和負載(?)另一端連接，第一電容(C1)另一端和第二電容(C2)另一端連接在中線(N)上。
2.根據權利要求1所述的基于LCL濾波的大功率PWM整流器電路拓撲結構，其特征在于，所述第一全控型開關(S1)和第二全控型開關(S2)為IGBT、IGCT或電力場效應晶體管。
3.一種基于LCL濾波的大功率PWM整流器電路拓撲結構，其特征在于，該電路拓撲結構為三相四線制PWM整流器，由三個權利要求1或2所述的單相PWM整流器電路拓撲結構并聯組成，三個單相PWM整流器電路拓撲結構共用一套第一電容(C)、第二電容(C2)、負載(Rl)和中線(N)。
4.根據權利要求3所述的基于LCL濾波的大功率PWM整流器拓撲電路結構，其特征在于，所述三個單相PWM整流器電路拓撲結構分別為A相電路拓撲結構、B相電路拓撲結構、C相電路拓撲結構，所述A相路拓撲電結構的網側濾波電感(Lga) —端與電網A相連接，B相電路拓撲結構的網側濾波電感(Lgb) —端與電網B相連接、C相電路拓撲結構的網側濾波電感(Lgc) —端與電網C相連接，三個單相PWM整流器電路拓撲的交流濾波電容(Cfa、Cfb、Cf。)的一端并聯后連接在中線(N)上，三個單相PWM整流器電路拓撲的第一二極管(Dal、Dbl、Dj的陰極并聯后同時與第一電容(C1) 一端和負載(?) 一端連接，三個單相PWM整流器電路拓撲的第二二極管(DmD1^De2)的陽極并聯后同時與第二電容(C2) —端和負載(R1)另一端連接。
【文檔編號】H02M1/12GK104253549SQ201410536274
【公開日】2014年12月31日 申請日期:2014年10月11日 優先權日:2014年10月11日
【發明者】王念春, 吳曉玉, 宋驍磊, 丁凱, 江志明, 滕春陽, 段靈杰, 辛歡 申請人:東南大學