電力變換裝置以及電力變換裝置的驅動方法

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電力變換裝置以及電力變換裝置的驅動方法
【專利摘要】本發明在向多個半導體元件進行分流而流過電流的電力變換裝置中，補償半導體元件中的電壓下降而得到高精度的輸出電壓。在串聯連接了兩個半導體器件群的支路(21)的半導體器件群內的元件之間，在該半導體器件群中流過的電流中產生分流的電力變換裝置中，具備：電流傳感器(26)，檢測半導體器件群中流過的電流；電壓指令制作部(31)，計算所輸出的電壓指令值；電壓下降計算部(32)，使用由電流傳感器(26)檢測出的電流值、和包括半導體器件群的分流特性的電壓下降特性，計算半導體器件群的電壓下降；以及開關控制部(33)，使用所計算出的電壓下降，校正由電壓指令制作部制作出的電壓指令值，控制開關元件的接通/斷開。
【專利說明】電力變換裝置以及電力變換裝置的驅動方法
[0001] 本申請為同一申請人:于2010年5月26日提交的申請號為201080053111. 9 (PCT/ JP2010/058900)、發明名稱為"電力變換裝置以及電力變換裝置的驅動方法"的中國專利申請的分案申請。

【技術領域】
[0002] 本發明涉及將直流電力變換為交流電力的電力變換裝置，特別涉及可變速馬達驅動裝置、與系統連接的電力變換裝置。

【背景技術】
[0003] 在電力變換裝置中，串聯地連接2個將開關元件和環流二極管并聯連接而得到的半導體器件群，并對其兩端施加直流電壓，并在半導體器件群彼此的連接點設置了輸出端子的結構較多。在這樣的電力變換裝置中，如果上分路的開關元件接通，則將正的直流電壓輸出到輸出端子，如果下分路的開關元件接通，則將負的直流電壓輸出到輸出端子，所以以使該開關周期的輸出電壓平均值等于電壓指令的方式，控制開關元件的接通/斷開。理想地，1個開關周期的平均電壓等于電壓指令。如果在開關元件中使用IGBT，則根據電流的方向，在開關元件或者環流二極管的某一個中流過電流。在這樣的電力變換裝置中，由于在開關元件中發生電壓下降（接通電壓），所以輸出電壓未成為依照指令值的電壓。如下的技術記載于專利文獻1，為了補償該電壓下降，在上下各分路中分別設置電流傳感器，判別在各分路中流過的電流是開關元件中流過的電流還是環流二極管中流過的電流，并補償各自的電壓下降，從而得到依照指令值的輸出電壓。
[0004] 另一方面，有如下的電力變換裝置，進行同步整流，其中通過在開關元件中使用 M0SFET并使用開關元件和環流二極管的分流來降低損失（例如，專利文獻2)。
[0005] 【專利文獻1】國際公開W002/084855號公報
[0006] 【專利文獻2】日本特開2008 - 61403號公報

【發明內容】

[0007] 在專利文獻2所述那樣的使用了同步整流的電力變換裝置中，有時向開關元件和環流二極管進行分流而流過電流，所以無法如專利文獻1那樣，通過判別電流流過開關元件還是流過環流二極管來補償電壓下降。
[0008] 因此，本發明的目的在于，提供一種電力變換裝置，在向多個半導體元件進行分流而流過電流的電力變換裝置中，能夠補償半導體元件中的電壓下降，得到高精度的輸出電壓。
[0009] 本發明提供一種電力變換裝置，被構成為在串聯連接了 2個將開關元件和開關元件以外的半導體元件并聯連接而得到的半導體器件群的支路中，半導體器件群被串聯連接的連接點成為交流輸出端子，支路的兩端成為直流端子，在半導體器件群內的元件之間，在該半導體器件群中流過的電流中產生分流，其特征在于，具備：電流傳感器，檢測半導體器件群中流過的電流；電壓指令制作部，計算所輸出的電壓指令值；電壓下降計算部，使用由電流傳感器檢測出的電流值和包括半導體器件群的分流特性的電壓下降特性，計算半導體器件群的電壓下降；以及開關控制部，使用由該電壓下降計算部計算出的電壓下降，校正由電壓指令制作部制作的電壓指令值，控制開關元件的接通/斷開。
[0010] 在向多個半導體元件分流而流過電流的電力變換裝置中，在電壓指令與輸出電壓之間產生的起因于半導體器件的電壓下降的誤差電壓被校正，得到高精度的輸出電壓。

【專利附圖】

【附圖說明】
[0011] 圖1是示出應用了本發明的實施方式1的電力變換裝置的電力裝置的結構的一個例子的電路圖。
[0012] 圖2是示出本發明的實施方式1的電力變換裝置的主電路（支路）的電路圖。
[0013] 圖3是示出本發明的實施方式1的電力變換裝置的控制部的框圖。
[0014] 圖4是說明本發明的實施方式1的電力變換裝置的動作的時序圖。
[0015] 圖5是說明本發明的實施方式1的V_on的計算期間和使用該V_on的值來校正電壓指令值的校正期間的變形的圖。
[0016] 圖6是說明本發明的實施方式1的電力變換裝置的各狀態下的動作的圖。
[0017] 圖7是示出包括本發明的實施方式1的半導體器件群的分流特性的電壓下降特性的圖。
[0018] 圖8是說明本發明的實施方式2的電力變換裝置的動作的時序圖。
[0019] 圖9是示出包括本發明的實施方式2的半導體器件群的失效時間期間中的分流特性的電壓下降特性的一個例子的圖。
[0020] 圖10是示出本發明的實施方式3的電力變換裝置的主電路（支路）的電路圖。
[0021] 圖11是示出本發明的實施方式3的控制部的框圖。
[0022] 圖12是示出本發明的實施方式4的電力變換裝置的主電路（支路）的電路圖。
[0023] 圖13是示出包括本發明的實施方式4的半導體器件群的分流特性的電壓下降特性的一個例子的圖。
[0024] 圖14是示出本發明的實施方式4的另一電力變換裝置的主電路（支路）的電路圖。
[0025] 圖15是示出本發明的實施方式5的電力變換裝置的主電路（支路）的電路圖。
[0026] 圖16是示出包括本發明的實施方式5的半導體器件群的分流特性的電壓下降特性的一個例子的圖。
[0027] 圖17是示出本發明的實施方式6的電力變換裝置的主電路（支路）的電路圖。
[0028] 圖18是示出包括本發明的實施方式6的半導體器件群的分流特性的電壓下降特性的一個例子的圖。
[0029] 圖19是示出本發明的實施方式6的另一電力變換裝置的主電路（支路）的電路圖。
[0030] 圖20是示出本發明的實施方式6的又一電力變換裝置的主電路（支路）的電路圖。
[0031] 圖21是示出本發明的實施方式7的電力變換裝置的主電路（支路）的電路圖。
[0032] 圖22是示出包括本發明的實施方式7的半導體器件群的分流特性的電壓下降特性的一個例子的圖。
[0033] 圖23是示出應用本發明的電力變換裝置的電力裝置的結構的其他例子的電路圖。
[0034] 圖24是示出將本發明的電力變換裝置應用于圖23的電力裝置的情況的控制部的框圖。
[0035] (符號說明）
[0036] 21 :支路；22 :控制部；23&、2313、613、6113、813、8113、913、9113:開關元件243、2413、 62a、62b、92a、92b :寄生二極管；25&、2513、643、6413、843、8413、953、9513:半導體器件群；26、 29a、29b、65、67a、67b、68a、68b、69a、69b、85、96、99a、99b、107a、107b、108a、108b、109a、 109b :電流傳感器；31、310 :電壓指令制作部；32、320 :電壓下降計算部；33 :開關控制部； 63a、63b、83a、83b、93a、93b :肖特基勢壘二極管；82a、82b、94a、94b:PiN二極管；Td:失效時間；Tsw :開關半周期

【具體實施方式】
[0037] 實施方式1.
[0038] 圖1示出應用本發明的電力裝置的電路圖。圖1示出作為電力裝置的例子在可變速馬達驅動裝置中應用了本發明的電力變換裝置的情況的電路圖。電力裝置能夠大致分成作為電力變換器的輸入側變換器1和輸出側變換器2,兩者與直流部10共通地連接。輸入側變換器1主要具有二極管整流器3和交流電抗器4,與電力系統5連接。二極管整流器 3具有額定電壓高于直流電壓的PiN二極管、或者肖特基勢壘二極管，將交流的系統電壓變換為直流電壓。
[0039] 另一方面，在輸出側變換器2中，使用將開關元件和作為開關元件以外的半導體元件的環流二極管并聯連接而得到的半導體器件群，根據輸出的所需相數，使用1個以上的將半導體器件群串聯地連接了的支路21。各支路21的兩端與共通的直流部10連接，在支路21的中間點、即半導體器件群的連接點，設置了與馬達8連接的交流輸出端子。在3 相馬達驅動的情況下，使用3個支路21，使用合計6個半導體器件群。另外，有控制馬達8 的控制部22,控制部22最終進行半導體器件群內的開關元件的接通/斷開。另外，在本發明中，使輸出側變換器2成為作為發明的對象的電力變換裝置。
[0040] 圖2是著眼于其1相部分的支路21的圖，是詳細說明輸出側變換器2的圖。輸出側變換器2具有作為支路的主電路部21和控制部22。在主電路部21中，如果以上分路為例子進行說明，則開關元件23a和環流二極管24a并聯連接，而構成了 1組半導體器件群 25a。在實施方式1中，開關元件23a是1個以上的M0SFET、環流二極管24a是上述M0SFET 的寄生二極管，由這些M0SFET23a和M0SFET的寄生二極管24a構成半導體器件群25a。在圖2中示出了 M0SFET是1個的例子，但在電流多的情況下有時并聯連接多個M0SFET，在電壓高的情況下還有時串聯連接多個M0SFET，還有時并用這兩者。下分路也同樣地構成半導體器件群25b。26是電流傳感器，用于檢測輸出電流的方向和大小，能夠使用例如使用了霍爾傳感器的電流傳感器等。
[0041] 另一方面，控制部22的最終的目的在于，控制與輸出端子連接的馬達的轉矩或者轉速等。為此，控制部22控制開關元件23a和23b的接通/斷開，控制開關周期間的輸出電壓V_out的平均電壓。
[0042] 為了進一步詳細說明控制部22,圖3示出控制部22的框圖。控制部22主要包括：電壓指令制作部31，計算并輸出用于控制馬達的速度、轉矩的電壓指令值；電壓下降計算部32,計算半導體器件群的電壓下降；以及開關控制部33。電壓指令制作部31能夠通過從以往使用的矢量控制、V/f恒定控制等公知技術，容易地制作電壓指令V_ref 1。例如，在驅動額定速度是1，800rpm、額定頻率是60Hz、額定電壓（線間）是200V的馬達的情況下，如果希望使用V/f恒定控制將馬達控制為額定速度的一半的900rpm，則以30Hz提供對額定的一半100V進行相電壓變換而得到的電壓作為電壓指令V_ref 1。
[0043] 在開關控制部33中，以使提供的電壓指$V_ref與開關半周期的輸出電壓平均一致的方式，決定開關元件的接通/斷開。一般，作為控制進行PWM控制的情況較多，在PWM 控制的情況下，使用采用空間矢量的方法、三角波載波比較，但此處以圖4所示那樣的三角波載波比較為例子而進行說明。
[0044] 將直流部的中點考慮為假想的相電壓的基準電位，將直流電壓設為土Vdc(支路的兩端是2Vdc)。將圖4所示的三角波載波的最大值、最小值分別設為+1、一 1。通過將對開關控制部33提供的電壓指令V_ref除以Vdc而進行標準化（standardization)，計算指令值信號V_ref/Vd C。比較該標準化了的指令值信號V_ref/VdC和三角波載波，如果指令值信號大于三角波載波，則使上分路的開關元件接通、使下分路的開關元件斷開。相逆地，如果指令值信號小于三角波載波，則使上分路的開關元件斷開、使下分路的開關元件接通。如果這樣進行控制，則理想地，開關半周期Tsw的輸出電壓平均值V_out等于電壓指令V_ ref。
[0045] 但是，在電壓指令制作部31中不考慮在半導體器件群中產生的電壓下降而決定電壓指令值V_refl，所以在開關控制部33使用該V_refl決定了開關元件的接通/斷開時間的情況下，實際的輸出電壓V_out相對電壓指令V_refl降低半導體器件群的電壓下降乂_ on、即成為 V_out = V_refl - V_on。
[0046] 因此，針對在某開關半周期中發生的半導體器件群的電壓下pV_on，在接下來的開關半周期進行校正，使V_ref成為V_refl+V_on而提供給開關控制部33。計算該V_on的部件是電壓下降計算部32。另外，三角波載波的頻率是例如10kHz、即開關周期是100 μ s，圖4的Tsw所示的開關半周期是50 μ s，所以在計算不能及時進行的情況下，即使在接下來的接下來、其接下來的開關半周期進行校正，精度也不怎么降低。
[0047] 另外，此處，針對在某開關半周期中發生的半導體器件群的電壓下pV_on，在接下來、其接下來的開關半周期進行校正，但無需一定按照半周期單位進行電壓下降的計算以及校正，而按照半周期的整數倍單位進行即可。圖5示出V_on的計算期間和使用該V_on 的值來校正電壓指令值的校正期間的變形的例子。圖5(a)所示的例子是上述中說明的使用在某開關半周期中計算出的￥_〇11在僅接著后面的開關半周期進行校正的例子。（b)所示的例子是使用在某開關半周期中計算出的V_on在空開半周期之后的開關半周期進行校正的例子。（c)所示的例子是在某開關1周期中計算V_on，并在僅接著其后面的開關1周期進行校正的例子。（d)所示的例子是在某開關1周期中計算V_on，并在僅接著其后面的開關半周期進行校正的例子。（e)所示的例子是在某開關半周期中計算￥_〇1!，并在僅接著其后面的開關1周期進行校正的例子。
[0048] 即，即使針對開關半周期、1周期、1. 5周期、2周期等開關半周期的n(n是正的整數）倍期間的接通電壓，在之后的開關半周期、1周期、1.5周期、2周期等在之后的開關半周期的m(m是正的整數）倍期間進行了校正，精度也不怎么降低。在計算不能及時進行時，既可以在僅接著后面的開關半周期的m倍期間進行校正，也可以在空開半周期之后、空開1周期之后的開關半周期的m倍期間進行校正。
[0049] 圖6是由M0SFET和M0SFET的寄生二極管構成的1相的支路和輸出電流的通過路徑的說明、以及輸出電流I_〇ut和各分路的半導體器件群中流過的電流波形的圖。在圖6 中，例如，在輸出電流是正且上分路的M0SFET是接通的情況下（(a)的狀態），輸出電流僅在上分路的M0SFET中流過。另一方面，在輸出電流是正且下分路的M0SFET是接通的情況下 ((b)的狀態），輸出電流在下分路的M0SFET和與其并聯連接的環流二極管中流過（是所謂的分流）。在輸出電流是負的情況下成為相逆（(c)、（d)的狀態）。另外，各半導體器件群的電流波形如圖6那樣，成為在上元件群和下元件群中交替流過電流的波形。在半導體器件群中發生的電壓下降V_on依賴于分流特性。計算電壓下降的部件是圖3的計算半導體器件群的電壓下降的電壓下降計算部32。
[0050] 圖7示出某使用溫度下的M0SFET和M0SFET的寄生二極管、以及它們被并聯連接了的半導體器件群的電壓下降一電流特性（粗實線=函數FvonO)的例子。在圖7中，如果成為接通的半導體器件群的逆向電流（=Id_up或者Id_low)是1_1以下，則僅在M0SFET 中流過電流，所以呈現線性特性。另一方面，如果成為接通的半導體器件群的逆向電流超過 1_1，則M0SFET的寄生二極管導通，在M0SFET和M0SFET的寄生二極管中發生分流，而呈現電壓下降的增加相對電流被抑制這樣的特性。
[0051] g卩，在上分路的開關元件成為接通的時間（=Ton_up、參照圖4)中，上分路的半導體器件群的逆向電流Id_up成為一 I_out，通過Fvon ( - I_out)求出上分路的開關元件的電壓下降Von_up。另一方面，在下分路的開關元件成為接通的時間（ = Ton_low、參照圖 4)中，下分路的半導體器件群的逆向電流Id_low成為+I_out，通過Fvon(I_out)求出下分路的開關元件的電壓下降Von_low。因此，考慮開關半周期（ = Tsw)中的接通時間比率，通過下式（1)求出在開關半周期中發生的電壓下降的平均值V_on。
[0052] V_on = - Fvon(Id_up = - I_out) X (Ton_up/Tsw)+Fvon (Id_low = I_ out)X (Ton_low/Tsw) …（1)
[0053] 另外，在并非在開關半周期計算V_on，而在開關1周期、開關1. 5周期等開關半周期的η倍期間計算V_on的情況下，考慮該開關半周期的η倍期間中的各個接通時間比率來求出V_on。
[0054] 另外，對于函數Fvon〇,如果考慮圖7那樣的器件的特性，則不論使用公式、還是使用表格、或者使用公式和表格這兩方，都得到等同效果。例如，根據逆向電流Id的條件，如下所述，求出函數FvonO。
[0055] 在 Id〈I_l 時，Fvon (Id) = AX Id (2)
[0056] 在 Id 芎 1_1 時，Fvon (Id) = BX Id+C (3)
[0057] 根據使用的半導體器件決定常數A、B以及C。
[0058] 這樣，在電壓下降計算部32中，使用所檢測出的輸出電流I_out、從開關控制部33 接收到的此時的開關半周期中的各開關元件的接通時間的數據、以及函數Fvon〇,計算在半導體器件群中發生的電壓下降V_on。將所計算出的電壓下降V_on加到由電壓指令制作部31計算出的電壓指令V_refl，而計算電壓指$V_ref。將該電壓指令V_ref輸入到開關控制部33,進行半導體器件群內的開關元件的接下來的開關半周期中的接通/斷開控制。
[0059] 通過以上，能夠校正在M0SFET和M0SFET的寄生二極管中發生的電壓下降，得到高精度的輸出電壓。進而，在馬達驅動裝置中，在低速大轉矩時、即輸出電壓小且電流大的狀態下，半導體器件群中的電壓下降相對變大，所以如果不補償該電壓下降，則產生轉矩脈動，但根據本發明能夠降低該轉矩脈動。
[0060] 另外，在上述說明中，假設了某一定溫度下的使用，但半導體器件的特性根據溫度而變化。因此，如果在半導體器件的溫度變化劇烈的條件下，安裝檢測半導體器件群、或者各個半導體器件的溫度的溫度傳感器，使用所檢測出的溫度下的半導體器件群的特性、即函數Fvon ()，計算在半導體器件群中產生的電壓下降，則精度進一步提高。
[0061] 如以上說明，根據本實施方式1的電力變換裝置，即使在半導體器件群25a、25b中產生分流的情況下，也能夠高精度地校正電壓。進而，無需如專利文獻1那樣在支路中的上下各分路中分別設置檢測電流值和電流的方向的電流傳感器，而能夠僅使用檢測輸出電流的電流傳感器26,使用由該電流傳感器26檢測出的電流值、和上下各分路的開關元件的接通時間比率來計算電壓下降，具有結構變得簡單這樣的效果。
[0062] 實施方式2.
[0063] 圖8是示出本發明的實施方式2的電力變換裝置的動作的時序圖。在實施方式1 中，假設了上下的開關元件同時成為斷開的期間（失效時間）充分小而能夠忽略的情況，但在存在為了保護半導體器件群而設置的失效時間的影響的情況下，如果加入失效時間中的電流路徑以及半導體器件群的電壓下降，則也能夠校正在失效時間發生的電壓下降量，而得到更高精度的輸出電壓。
[0064] 如圖8所示，失效時間Td(用斜線所示的期間）是為了防止短路而保護半導體器件群，通過使M0SFET的接通和斷開的上升時間帶有差而設置的期間。在Td期間中，M0SFET 成為斷開，所以僅在二極管中發生該期間中的電壓下降。因此，在該Td大的情況下，在Td 期間中發生的電壓下降、與忽略Td期間而假設在M0SFET中也流過電流而計算出的電壓下降校正量之間產生誤差。在該情況下，考慮在Td期間中在M0SFET中不流過電流的特性即圖9那樣的Td期間中的半導體器件群特性，求出電壓下降校正量。
[0065] 具體而言，如下所述，求出電壓下降的校正量。圖9示出Td期間中的半導體器件群特性、即函數Fvon_td()。如果電流I_out是正，則在下分路的二極管中流過電流，如果 I_〇ut是負，則在上分路的二極管中流過電流。另外，在如后述實施方式4所示那樣的除了 M0SFET的寄生二極管以外還并聯連接了肖特基勢壘二極管的情況那樣并聯連接了 2個以上的二極管的情況下，例如，在1_1以下，僅在肖特基勢壘二極管中流過電流，如果成為1_1 以上，則在M0SFET的寄生二極管中也流過電流，而發生分流。考慮該特性而得到的結果是圖9的Td期間中的半導體器件群特性Fvon_td〇。因此，使用該函數Fvon_td〇以及Td期間中以外的半導體器件群特性FvonO,通過下式（5)，求出開關半周期的電壓下降的平均值，能夠求出V_on的校正量。
[0066] V_on = Fvon_td(I_out)X (Td/Tsw) - Fvon(Id_up = - I_out)X (Ton_up/ Tsw)+Fvon(Id_low = I_out)X (Ton_low/Tsw) (5)
[0067] 實施方式3.
[0068] 圖10是示出本發明的實施方式3的電力變換裝置的主電路（支路）的圖。在實施方式1中，以檢測輸出電流I_〇ut的方式設置了電流傳感器26,但在本實施方式3中，如圖10所示，以分別直接檢測上分路的半導體器件群25a中流過的電流Id_up、下分路的半導體器件群25b中流過的電流Id_low的方式，設置了電流傳感器29a、29b。通常，在輸出電流I_〇ut = - Id_up+Id_low下，根據開關狀態而Id_up和Id_low中的某一個是零，但在無法忽略M0SFET是斷開時的泄漏電流那樣的情況下，如果如圖10那樣使用電流傳感器29a、 29b，則精度提高。
[0069] 在該情況下，作為上分路和下分路中流過的電流值，能夠分別檢測電流Id_up以及Id_low。此處，為了求出V_on，不使用輸出電流I_out，而使用所檢測出的Id_up以及Id_ low。所檢測出的Id_up以及Id_low可以說是根據各個接通時間比率進行了加權的電流值，所以無需如式（1)那樣使用各個接通時間比率，能夠通過下式（4)，求出V_on的平均值。
[0070] V_on =- Fvon (Id_up)+Fvon (Id_low) (4)
[0071] 因此，在本實施方式3中的控制部22的電壓下降計算部32中，如圖11所示，無需從開關控制部33接收與接通時間相關的數據。
[0072] 如以上說明，根據本實施方式3的電力變換裝置，即使在半導體器件群25a、25b中產生分流的情況下，也能夠高精度地校正電壓。進而，無需如專利文獻1那樣在上下各分路中判別電流流過開關元件還是流過環流二極管，而能夠使用由電流傳感器29a、29b檢測出的電流值來計算電壓下降，具有結構變得簡單這樣的效果。
[0073] 實施方式4.
[0074] 圖12是示出本發明的實施方式4的電力變換裝置的主電路（支路）的圖。基本結構與實施方式1所示的圖1、圖3相同。在實施方式4中，與實施方式1的圖2不同，如圖12 所示，在以上分路為例子時，對輸出側變換器2的開關元件的M0SFET61a，作為環流二極管，并聯連接了肖特基勢壘二極管63a。即使在該情況下，M0SFET的寄生二極管62a也是M0SFET 的構造上附隨的部分，該寄生二極管62a也作為環流二極管而動作。因此，由M0SFET61a、肖特基勢壘二極管63a、以及M0SFET的寄生二極管62a構成1組半導體器件群64a。下分路也同樣地構成半導體器件群64b。由于M0SFET的寄生二極管的性能不佳，所以以作為環流二極管利用肖特基勢壘二極管的性能的目的，經常使用這樣的結構。
[0075] 在這樣的半導體器件群的結構中，分流路徑成為3個方向。因此，雖然控制部22 的結構與圖3相同，但使圖3的半導體器件群的電壓下降計算部32具有如下那樣的特性。
[0076] 圖13示出某使用溫度下的M0SFET、肖特基勢壘二極管、以及M0SFET的寄生二極管、和將它們并聯連接而得到的半導體器件群的電壓下降一電流特性的例子。在圖13中，如果成為接通的半導體器件群的逆向電流（=Id_up或者、Id_low)是1_1以下，則僅在 M0SFET中流過電流，所以呈現線性特性。另一方面，如果成為接通的半導體器件群的逆向電流超過1_1，則肖特基勢壘二極管導通，在M0SFET和肖特基勢壘二極管中發生分流，而呈現相對電流，電壓下降的增加被抑制那樣的特性。進而，如果成為接通的半導體器件群的逆向電流超過1_2，則M0SFET的寄生二極管導通，在M0SFET、肖特基勢壘二極管、以及M0SFET的寄生二極管中發生分流，而呈現相對電流，電壓下降的增加被進一步抑制這樣的特性。
[0077] 在圖3中的計算半導體器件群的電壓下降的電壓下降計算部32中，作為表格、或者公式、或者表格和公式這兩方，加入該圖13的特性FvonO,輸出半導體器件群的電壓下降V_on。最終，以校正電壓指令V_refl的方式，加上V_on，導出最終的V_ref，根據該V_ ref，通過開關控制部33進行半導體器件群內的開關元件的接通/斷開控制。
[0078] 在圖13中，示出了相對逆向電流的增加，按照M0SFET、肖特基勢壘二極管、M0SFET 的寄生二極管的順序流過電流的例子，但其為一個例子，根據各自的特性，有時順序不同。
[0079] 以上，即使在作為環流二極管使用了例如肖特基勢壘二極管的情況下，根據本實施方式4，在M0SFET、肖特基勢壘二極管、以及M0SFET的寄生二極管中發生的電壓下降也被校正，能夠得到高精度的輸出電壓，并且降低馬達的轉矩脈動。
[0080] 在上述說明中，在半導體器件群中，使用了 MOSFET、M0SFET的寄生二極管、以及肖特基勢壘二極管，但即使代替肖特基勢壘二極管而使用PiN二極管，只要與圖13所示那樣的特性同樣地，考慮PiN二極管特性，則也得到同樣的效果。
[0081] 在存在失效時間的影響的情況下，如實施方式2的說明，如果加入失效時間中的電流路徑以及半導體器件群的電壓下降特性，則也能夠校正在失效時間中發生的電壓下降量，得到更高精度的輸出電壓，這在本實施方式4中也是同樣的。
[0082] 另外，在上述中，以檢測輸出電流I_out的方式，設置了電流傳感器65,但也可以與實施方式3的說明同樣地，如圖14所示，以分別直接檢測上分路的半導體器件群64a中流過的電流Id_up、下分路的半導體器件群64b中流過的電流Id_low的方式，設置電流傳感器67a、67b。通常，在輸出電流I_out = - Id_up+Id_low中Id_up或Id_low是零，但在M0SFET是無法忽略斷開時的泄漏電流那樣的情況下，如果如圖14那樣使用電流傳感器 67a、67b，則精度提高。
[0083] 另外，如果與實施方式1的說明同樣地，在半導體器件的溫度變化劇烈的條件下，安裝檢測半導體器件群、或者各個半導體器件的溫度的溫度傳感器，使用所檢測出的溫度下的半導體器件群的特性、即函數Fvon ()來計算在半導體器件群中產生的電壓下降，則精度進一步提1?。
[0084] 實施方式5.
[0085] 圖15是示出本發明的實施方式5的電力變換裝置的主電路（支路）的圖。在實施方式4中，以檢測輸出電流I_out、或者上下各分路的電流Id_up、Id_low的方式，設置了電流傳感器26,但在本實施方式5中，如圖15所示，以直接檢測構成半導體器件群64a、 64b的M0SFET、環流二極管等各個半導體器件中流過的電流的方式，設置了對開關元件的 M0SFET61a、61b和M0SFET的寄生二極管62a、62b中流過的電流Im的大小和方向進行檢測的電流傳感器68a、68b、以及對肖特基勢壘二極管63a、63b的電流Is的大小和方向進行檢測的電流傳感器69a、69b。
[0086] 使用圖16來說明該情況的電壓下降的校正值的計算。關注上分路。電流傳感器 68a檢測M0SFET61a和M0SFET的寄生二極管62a的半導體器件群中流過的電流Im_up。因此，通過圖16的粗實線所示的M0SFET和寄生二極管的半導體器件群特性Fv 〇n_m()，求出由于由電流傳感器68a檢測出的電流而在M0SFET61a和M0SFET的寄生二極管62a的半導體器件群中產生的電壓下降。另外，電流傳感器69a檢測肖特基勢壘二極管63a中流過的電流Is_up。因此，通過圖16的粗虛線所示的肖特基勢壘二極管特性Fv 〇n_s()，求出由于由電流傳感器69a檢測出的電流而在肖特基勢壘二極管63a中產生的電壓下降。
[0087] 從圖16可知，在上分路的全部電流Id_up是1_1以下的情況下，不發生向肖特基勢魚二極管63a的分流，而由電流傳感器69a檢測的電流是0。此時，Im_up是1_1以下，根據由電流傳感器68a檢測出的電流Im_up的值，通過圖16的Fvon_m()，求出電壓下降Von_ up。如果Id_up成為1_1以上，則發生向肖特基勢壘二極管63a的分流。此時，以使肖特基勢壘二極管63a的電壓下降、與在M0SFET61a和M0SFET的寄生二極管62a的半導體器件群中產生的電壓下降成為相同的方式，發生分流。在M0SFET61a和寄生二極管62a的半導體器件群中流過的電流Im_up是1_2、且肖特基勢壘二極管63a中流過的電流Is_up是1_3時，如圖16的電壓下降V_1所示，兩者產生相同的電壓下降V_l。這樣，以成為Id_up = 1_2+1_3 的方式，產生分流。此時，對于由M0SFET61a、M0SFET的寄生二極管62a、以及肖特基勢壘二極管63a構成的上分路的半導體器件群64a中的電壓下降，既可以根據由電流傳感器68a 檢測出的Im_up的值通過Fvon_m()求出，也可以根據由電流傳感器69a檢測出的Is_up的值通過Fv〇n_s()求出。由兩者求出的電壓下降的值為相同的值。
[0088] 例如，在無法通過函數或者表格正確地表現M0SFET的寄生二極管的特性的情況下，如果在電流是1_1以下的情況下，采用M0SFET特性的函數Fvon_m()，在電流是1_1以上的情況下，采用肖特基勢壘二極管特性的函數Fvon_s ()，則相比于實施方式4具有更高精度地校正接通電壓的效果。
[0089] 實施方式6.
[0090] 圖17是示出本發明的實施方式6的電力變換裝置的主電路（支路）的圖。基本結構與實施方式1所示的圖1、圖3相同。但是，在實施方式6中，與實施方式1的圖2不同，如圖17所示，在以上分路為例子時，對輸出側變換器2的開關元件的M0SFET91a，作為環流二極管并聯地連接了肖特基勢壘二極管93a以及PiN二極管94a。即使在該情況下，M0SFET 的寄生二極管92a也是M0SFET的構造上附隨的部分，該寄生二極管92a也作為環流二極管而動作。因此，由M0SFET91a、肖特基勢壘二極管93a、PiN二極管94a、以及M0SFET的寄生二極管92a構成1組半導體器件群95a。同樣地，下分路也構成半導體器件群95b。
[0091] 另外，由于M0SFET的寄生二極管的性能不佳，所以在這樣的結構中，使用已經并聯連接了 PiN二極管的封裝，在為了進一步提高性能而利用肖特基勢壘二極管的情況下，經常使用這樣的結構。這樣的半導體器件群的結構的分流路徑成為4方向。因此，控制部 22的結構與實施方式1相同，但使圖3的計算半導體器件群的電壓下降的電壓下降計算部 32具有如下那樣的特性。
[0092] 圖18示出某使用溫度下的M0SFET、肖特基勢壘二極管、PiN二極管、以及M0SFET 的寄生二極管、和將它們并聯連接而得到的半導體器件群的電壓下降一電流特性的例子。在圖18中，如果成為接通的半導體器件群的逆向電流（=Id_up、或者Id_low)是1_1以下，則僅在M0SFET中流過電流，所以呈現線性特性。另一方面，如果成為接通的半導體器件群的逆向電流超過1_1，則肖特基勢壘二極管導通，在M0SFET和肖特基勢壘二極管中發生分流，而呈現相對電流，電壓下降的增加被抑制那樣的特性。進而，如果成為接通的半導體器件群的逆向電流超過1_2，則PiN二極管導通，在M0SFET、肖特基勢壘二極管、以及PiN二極管中發生分流，而呈現相對電流，電壓下降的增加被進一步抑制那樣的特性。進而，如果成為接通的半導體器件群的逆向電流超過1_3，則M0SFET的寄生二極管導通，在M0SFET、肖特基勢壘二極管、PiN二極管、以及M0SFET的寄生二極管中發生分流，而呈現相對電流，電壓下降的增加被進一步抑制那樣的特性。
[0093] 在圖3中的電壓下降計算部32中，預先作為表格、或者公式、或者表格和公式這兩方，加入該圖18的特性，輸出半導體器件群的電壓下降V_on。最終，通過開關控制部33,以校正電壓指令V_refl的方式加上V_on，導出最終的V_ref，根據該V_ref，進行半導體器件群內的開關元件的接通/斷開控制。
[0094] 另外，在圖18中，示出了相對逆向電流的增加，按照M0SFET、肖特基勢壘二極管、 PiN二極管、M0SFET的寄生二極管的順序流過電流的例子，但其是一個例子，有時根據各自的特性而順序不同。
[0095] 以上，即使在作為環流二極管使用了例如肖特基勢壘二極管和PiN二極管的情況下，根據本實施方式6,在M0SFET、肖特基勢壘二極管、PiN二極管、以及M0SFET的寄生二極管中發生的電壓下降被校正，而能夠得到高精度的輸出電壓，并且降低馬達的轉矩脈動。
[0096] 在存在失效時間的影響的情況下，如果如實施方式2的說明，加入失效時間中的電流路徑以及半導體器件群的電壓下降特性，則在失效時間中發生的電壓下降量也能夠校正，而得到更高精度的輸出電壓，這在本實施方式6中也是同樣的。
[0097] 另外，在上述中，以檢測輸出電流I_out的方式設置了電流傳感器，但也可以與實施方式3的說明同樣地，如圖19所示，以分別直接檢測上分路的半導體器件群95a中流過的電流Id_up、下分路的半導體器件群95b中流過的電流Id_low的方式，連接電流傳感器99a、99b。通常，在輸出電流I_out =- Id_up+Id_low中Id_up或者Id_low是零，但在 M0SFET是無法忽略斷開時的泄漏電流那樣的情況下，通過如圖19那樣使用2個電流傳感器，精度提1?。
[0098] 進而，也可以與實施方式5的說明同樣地，如圖20所示，以直接檢測構成半導體器件群的M0SFET、環流二極管等各個半導體器件中流過的電流的方式，連接對開關元件的 M0SFET91 a、9 lb和M0SFET的寄生二極管92a、92b中流過的電流的大小和方向進行檢測的電流傳感器107a、107b、對肖特基勢壘二極管93a、93b的電流的大小和方向進行檢測的電流傳感器108a、108b、以及對PiN二極管94a、94b的電流的大小和方向進行檢測的電流傳感器 109a、109b。在該情況下，僅關注M0SFET和M0SFET的寄生二極管中流過的電流的分流特性而計算電壓即可，所以校正精度提高。
[0099] 另外，如果與實施方式1的說明同樣地，在半導體器件的溫度變化劇烈的條件下，安裝檢測半導體器件群、或者各個半導體器件的溫度的溫度傳感器，使用所檢測出的溫度下的半導體器件群的特性、即函數Fvon ()來計算在半導體器件群中產生的電壓下降，則精度進一步提1?。
[0100] 另外，在上述實施方式1?6中，假設了在開關元件中使用M0SFET，但即使在開關元件中使用JFET，由于同樣地在與環流二極管之間發生分流，所以也能夠得到與上述實施方式1?6等同的效果。
[0101] 實施方式7.
[0102] 圖21是示出本發明的實施方式7的電力變換裝置的主電路（支路）的圖。基本結構與圖1、圖3相同。在實施方式7中，如圖21所示，在以上分路為例子時，在輸出側變換器2的開關元件中使用IGBTSla、在環流二極管中使用PiN二極管82a和肖特基勢壘二極管 83a，而構成半導體器件群84a。下分路也同樣地構成半導體器件群84b。在作為環流二極管嵌入了 PiN二極管的IGBT封裝中，以利用性能比PiN二極管更優良的肖特基勢壘二極管的性能的目的，經常使用這樣的結構。
[0103] 在這樣的結構中，作為開關元件的IGBT81a、81b無法流過逆向電流，所以在開關元件和環流二極管之間不發生分流。但是，在作為環流二極管的PiN二極管與肖特基勢壘二極管之間發生分流。控制部22的基本結構與圖3相同，但在這樣的半導體器件群的結構中，分流路徑成為環流二極管之間，所以使圖3的半導體器件群的電壓下降計算部32具有如下那樣的特性。
[0104] 圖22示出某使用溫度下的IGBT、PiN二極管、以及肖特基勢壘二極管、和將它們并聯連接而得到的半導體器件群的電壓一電流特性的例子。在圖22中，如果成為接通的半導體器件群的逆向電流（=Id_up、或者Id_low)是0A以下，則僅在IGBT中流過電流。另一方面，如果超過0A，則在IGBT中不流過電流，而在肖特基勢壘二極管中開始流過電流。接下來，在超過了 1_1時，在PiN二極管中也開始流過電流，所以在肖特基勢壘二極管與PiN二極管之間發生分流，而呈現相對電流，電壓下降的增加被進一步抑制那樣的特性。
[0105] 在圖3中的電壓下降計算部32中，預先作為表格、或者公式、或者表格和公式這兩方，加入該圖22的特性，輸出半導體器件群的電壓下降V_on。最終，以校正電壓指令V_refl 的方式，加進V_on，導出最終的V_ref，根據該V_ref進行半導體器件群的接通/斷開控制。
[0106] 在圖22中，示出了相對逆向電流的增加，按照IGBT、肖特基勢壘二極管、PiN二極管的順序流過電流的例子，但其是一個例子，有時根據各自的特性順序不同。
[0107] 以上，即使在使用了由IGBT、肖特基勢壘二極管、以及PiN二極管構成的半導體器件群的情況下，根據本實施方式7,在半導體器件群中發生的電壓下降也被校正，能夠得到高精度的輸出電壓，并且降低馬達的轉矩脈動。
[0108] 如果在存在失效時間的影響的情況下，如實施方式2的說明，加入失效時間中的電流路徑以及半導體器件群的電壓下降特性，則在失效時間中發生的電壓下降量也能夠較校正，而得到更高精度的輸出電壓，這在本實施方式7中也是同樣的。
[0109] 另外，在上述中，以檢測輸出電流I_out的方式，設置了電流傳感器85,但也可以與此前的實施方式的說明同樣地，以分別直接檢測上分路的半導體器件群84a中流過的電流Id_up、下分路的半導體器件群84b中流過的電流Id_low的方式，連接電流傳感器。通常，在輸出電流I_〇ut = - Id_up+Id_low中Id_up或者Id_low是零，但在IGBT是無法忽略斷開時的泄漏電流那樣的情況下，通過使用2個電流傳感器，精度提高。
[0110] 進而，也可以以直接檢測構成半導體器件群的IGBT、環流二極管等各個半導體器件中流過的電流的方式，連接對開關元件的IGBT81a、81b中流過的電流的大小和方向進行檢測的電流傳感器、對PiN二極管82a、82b的電流的大小和方向進行檢測的電流傳感器、以及對肖特基勢壘二極管83a、83b的電流的大小和方向進行檢測的電流傳感器。在該情況下，著眼于各個半導體器件中流過的電流，僅使用各個半導體器件特性來計算電壓即可，所以校正精度提高。
[0111] 另外，與此前的實施方式同樣地，如果在半導體器件的溫度變化劇烈的條件下，安裝檢測半導體器件群、或者各個半導體器件的溫度的溫度傳感器，使用所檢測出的溫度下的半導體器件群的特性、即函數Fvon ()來計算在半導體器件群中產生的電壓下降，則精度進一步提商。
[0112] 實施方式8·
[0113] 在上述實施方式1?7中，示出了將本發明的電力變換裝置用作可變速馬達驅動裝置的例子，但還能夠如圖23所示應用于與系統連接的電力變換裝置20。在該情況下，系統電流成為主要的控制對象，所以在圖24中的電壓指令制作部310中，以控制系統電流的方式，制作電壓指$V_refl。例如，在將實施方式1?7中說明的電力裝置的輸入側變換器 1置換為電力變換裝置20的情況下，為了使直流電壓成為某恒定值，以使來自系統的有效電流成為適合的值的方式，電壓指令制作部310制作電壓指令V_refl。具體而言，通過pq 控制等，制作V_refl。即使在該情況下，電壓下降計算部320也與上述實施方式1?7的說明同樣地，計算半導體器件群中的電壓下降。
[0114] 實施方式9.
[0115] 上述實施方式1?8中的開關元件以及二極管元件既可以通過硅形成，并且也可以通過相比于硅帶隙更大的寬能帶隙半導體形成。作為寬能帶隙半導體，例如有碳化硅、氮化鎵或者金剛石。
[0116] 通過這樣的寬能帶隙半導體形成的開關元件、二極管元件的耐電壓性高、且容許電流密度也高，所以能夠使開關元件、二極管元件小型化，通過使用這些小型化了的開關元件、二極管元件，能夠使嵌入了這些元件的半導體模塊小型化。
[0117] 另外，耐熱性也高，所以能夠實現散熱器的散熱片的小型化、水冷部的空冷化，所以能夠使半導體模塊進一步小型化。
[0118] 另外，電力損失低，所以能夠使開關元件、二極管元件高效化，進一步能夠使半導體模塊高效化。
[0119] 另外，開關元件以及二極管元件這兩方優選由寬能帶隙半導體形成，但也可以使某一個元件由寬能帶隙半導體形成，能夠得到上述實施方式1?8記載的效果。
[0120] 在實施方式1?8中，以PWM控制為例子進行了說明，但只要是通過開關元件的接通/斷開之比來控制電壓的控制方式，則也可以將本發明同樣地應用于其他控制方式。例如，通過使一定寬度的脈沖的密度變化，還能夠應用于控制電壓的PDM(脈沖密度調制）控制。在該PDM控制中，按照針對目標電壓決定脈沖密度的每個控制周期，通過接通/斷開之比求出V_on的平均值，來決定接下來的控制周期的脈沖密度即可。基本上，在PWM控制的情況下，在1個控制周期中存在1個接通期間和1個斷開期間，但在PDM控制的情況下，在 1個控制周期中存在多個接通期間和多個斷開期間。因此，在PDM控制的情況下，接通期間的合計與斷開期間的合計之比成為接通/斷開之比，使用該比來求出V_on的平均值。
【權利要求】
1. 一種電力變換裝置，被構成為在串聯連接了 2個將開關元件和除開關元件之外的半導體元件并聯連接而得到的半導體器件群的支路中，所述半導體器件群被串聯連接的連接點成為交流端子，所述支路的兩端成為直流端子，在所述半導體器件群內的元件之間，在該半導體器件群中流過的電流中產生分流，其特征在于，具備：電流傳感器，檢測所述半導體器件群中流過的電流；電壓指令產生部，計算所輸出的電壓指令值；電壓下降計算部，使用由所述電流傳感器檢測出的電流值和包括所述半導體器件群的分流特性的電壓下降特性，計算所述半導體器件群的電壓下降；以及開關控制部，使用由該電壓下降計算部計算出的電壓下降，校正由所述電壓指令產生部產生的電壓指令值，控制所述開關元件的接通/斷開。
2. 根據權利要求1所述的電力變換裝置，其特征在于，電壓下降計算部使用電流傳感器檢測的電流值，計算開關半周期的η倍期間中的電壓下降，開關控制部使用由所述電壓下降計算部計算出的電壓下降的值，對由電壓指令產生部產生出的比所述開關半周期的η倍期間更靠后的開關半周期的m倍期間的電壓指令值進行校正，控制開關元件的接通/斷開，其中，η是正的整數，m是正的整數。
3. 根據權利要求2所述的電力變換裝置，其特征在于，電流傳感器被設置成檢測在交流端子中流過的電流，電壓下降計算部使用由所述電流傳感器檢測的電流值、和針對開關半周期的η倍期間由開關控制部輸出的各個所述半導體器件群的接通時間比，來計算支路中的2個半導體器件群各自的電壓下降。
4. 根據權利要求2所述的電力變換裝置，其特征在于，電流傳感器被設置成檢測支路中的2個半導體器件群中的各個半導體器件群中流過的電流，使用各個半導體器件群中流過的電流值，來計算支路中的2個半導體器件群各自的電壓下降。
5. 根據權利要求1所述的電力變換裝置，其特征在于，電壓下降計算部根據包括設為在失效時間期間在開關元件中不流過電流的半導體器件群的分流特性的電壓下降特性，計算電壓下降。
6. 根據權利要求1所述的電力變換裝置，其特征在于，開關元件是MOSFET或者JFET，除開關元件之外的半導體元件是所述MOSFET或者JFET 上附隨的寄生二極管，所述電力變換裝置被構成為進行同步整流。
7. 根據權利要求6所述的電力變換裝置，其特征在于，作為除開關元件之外的半導體元件，還連接了環流二極管。
8. 根據權利要求1所述的電力變換裝置，其特征在于，開關元件是IGBT，除開關元件之外的半導體元件是并聯連接了多個二極管的并聯連接體，在該多個二極管之間發生分流。
9. 根據權利要求1?8中的任意一項所述的電力變換裝置，其特征在于，開關元件由寬能帶隙半導體材料形成。
10. 根據權利要求1?8中的任意一項所述的電力變換裝置，其特征在于，除開關元件之外的半導體元件由寬能帶隙半導體材料形成。
11. 根據權利要求9所述的電力變換裝置，其特征在于，寬能帶隙半導體材料是碳化硅、氮化鎵和金剛石中的某一個。
12. 根據權利要求10所述的電力變換裝置，其特征在于，寬能帶隙半導體材料是碳化硅、氮化鎵和金剛石中的某一個。
13. -種電力變換裝置的驅動方法，該電力變換裝置被構成為在串聯連接了 2個將開關元件和除開關元件之外的半導體元件并聯連接而得到的半導體器件群的支路中，所述半導體器件群被串聯連接的連接點成為交流端子，所述支路的兩端成為直流端子，在所述半導體器件群內的元件之間，在該半導體器件群中流過的電流中產生分流，該電力變換裝置的驅動方法的特征在于，計算指令輸出到所述交流端子的電壓的電壓指令值，使用所述半導體器件群中流過的電流值和包括所述半導體器件群的分流特性的電壓下降特性，計算所述半導體器件群的電壓下降，使用該計算出的電壓下降來校正所述電壓指令值，控制所述開關元件的接通/斷開。
14. 根據權利要求13所述的電力變換裝置的驅動方法，其特征在于，使用半導體器件群中流過的電流值來計算開關半周期的η倍期間中的電壓下降，其中，η是正的整數，使用該計算出的電壓下降的值，對作為比所述開關半周期的η倍期間更靠后的開關半周期的m倍期間的電壓指令值而計算出的電壓指令值進行校正，控制開關元件的接通/斷開，其中，m是正的整數。
15. 根據權利要求14所述的電力變換裝置的驅動方法，其特征在于，使用交流端子中流過的電流值、和相對開關半周期的η倍期間的各個所述半導體器件群的接通時間比，計算支路中的2個半導體器件群各自的電壓下降。
16. 根據權利要求13所述的電力變換裝置的驅動方法，其特征在于，半導體器件群被控制為進行同步整流。
【文檔編號】H02M7/537GK104113229SQ201410355453
【公開日】2014年10月22日申請日期:2010年5月26日優先權日:2009年12月24日
【發明者】地道拓志, 東圣申請人:三菱電機株式會社

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