一種弧焊電源系統、控制方法及電源模塊的制作方法
【專利摘要】本發明提供了一種弧焊電源系統、控制方法及電源模塊；弧焊電源系統包括輸入電源、功率變換電路、諧振電路、整流電路、濾波電路和控制電路；功率變換電路的輸入端與輸入電源連接，功率變換電路的反饋控制端與控制電路的輸出端連接，諧振電路的輸入端連接至功率變換電路的輸出端，整流電路的輸入端連接至諧振電路的輸出端，整流電路用于將高頻諧振電流轉換成直流電流；濾波電路的輸入端連接至整流電路的輸出端，控制電路的第一輸入端連接至濾波電路的反饋端，控制電路的第二輸入端連接至功率變換電路和諧振電路的連接端。本發明利用電感的電流泵升特性，降低了電源功率冗余，與傳統弧焊電源相比，效率大為提高，最高效率可達94％。
【專利說明】一種弧焊電源系統、控制方法及電源模塊
【技術領域】
[0001]本發明屬于弧焊電源【技術領域】，更具體地，涉及一種弧焊電源系統、控制方法及電源模塊。
【背景技術】
[0002]弧焊電源是焊接設備中的主要組成部分，對弧焊設備產業的發展有重要意義，對國家工業的發展密切相關。弧焊電源是一種低壓大電流輸出的，在動態響應特性、可靠性方面較一般電源要求更高的特殊電源。其關鍵問題在于弧焊電源的電路拓撲及控制技術，實現高性能、高效率和高功率密度的要求。由于逆變弧焊電源相對于傳統的弧焊電源在體積、重量、效率及控制特性等方面具有顯著的優勢而成為弧焊電源的一個發展趨勢，其市場份額已經超過50%。
[0003]現有的國內外逆變弧焊電源拓撲一般采用IGBT作為開關管，控制策略一般采用移相控制。如北京時代公司生產的ZX7系列手工弧焊電源，逆變電路采用IGBT的全橋拓撲，經高頻變壓器隔離和全波整流后，為用戶提供26A?400A范圍內的焊接電流。該系列焊機具有引弧成功率高、電弧穩定、焊接電流可調節的優點。然而其效率僅有85%，17kW的焊機重量達36.5kg。
[0004]西班牙的Alej an dr ο Navarro-Crespin 于 2Ol2 年在“Performance improvementsin an arc-welding poer supply based on resonant inverters”一文中提出一種串并聯諧振電路拓撲，采用12個模塊并聯可實現最大300A的弧焊電流，開關頻率可達125kHz，取得了良好的控制特性。然而采用并聯諧振和高開關頻率降低了系統效率，其最佳效率僅為86.6%。
[0005]國內外弧焊電源存在較大的功率冗余，導致電源效率低、體積大、重量大和成本聞。
【發明內容】
[0006]針對現有技術的缺陷，本發明的目的在于提供一種弧焊電源系統，旨在解決現有的弧焊電源的轉換效率低的技術問題。
[0007]本發明提供了一種弧焊電源系統，包括輸入電源、功率變換電路、諧振電路、整流電路、濾波電路和控制電路；所述功率變換電路的輸入端與輸入電源連接，所述功率變換電路的反饋控制端與所述控制電路的輸出端連接，所述功率變換電路用于根據控制電路輸出的控制信號將直流電壓變換成周期性變化的正負半周期對稱的方波電壓；所述諧振電路的輸入端連接至所述功率變換電路的輸出端，所述諧振電路用于在方波電壓的激勵下產生近似正弦的高頻諧振電流；所述整流電路的輸入端連接至所述諧振電路的輸出端，所述整流電路用于將高頻諧振電流轉換成直流電流；所述濾波電路的輸入端連接至所述整流電路的輸出端，所述濾波電路的輸出端用于連接負載，所述濾波電路用于對整流電路輸出的直流電流進行濾波處理，為所述負載提供平穩的直流電源；所述控制電路的第一輸入端連接至濾波電路的反饋端，所述控制電路的第二輸入端連接至所述功率變換電路和所述諧振電路的連接端；所述控制電路用于對控制電路的輸入信號進行采樣和調理，并獲取所述功率變換電路的功率管開關控制信號。
[0008] 其中，所述控制電路包括采樣調理模塊、閉環控制模塊、鎖相模塊和驅動模塊；所述采樣調理模塊的第一輸入端作為所述控制電路的第一輸入端，所述采樣調理模塊的第二輸入端作為所述控制電路的第二輸入端，所述采樣調理模塊用于采集輸出電流初始值is。和諧振電流初始值U，并對其進行調理獲取輸出電流值i。和諧振電流值^ ;所述鎖相模塊的輸入端連接至所述采樣調理模塊的第二輸出端，所述鎖相模塊的控制端連接至所述驅動模塊的第一輸出端，所述鎖相模塊用于檢測諧振電流的極性信息，并獲取鎖相信號；所述閉環控制模塊的第一輸入端連接至所述采樣調理模塊的第一輸出端，所述閉環控制模塊的第二輸入端連接至所述鎖相模塊的輸出端，所述閉環控制模塊用于將設定值電流與第一輸入端接受的輸出電流值i。之差通過比例積分環節處理，并根據第二輸入端接受的鎖相信號，獲得開關頻率調制電壓，然后獲取所述功率變換電路的功率管開關的開關頻率；所述驅動模塊的輸入端連接至所述閉環控制模塊的輸出端，所述驅動模塊的第二輸出端作為所述控制電路的輸出端；所述驅動模塊用于生成所述功率變換電路的功率管開關的控制信號，驅動模塊所生成的功率變換電路的功率管開關的控制信號的開關頻率為所述閉環控制模塊輸出的開關頻率。
[0009]其中，所述功率變換電路包括第一開關管T1、第二開關管T2、第三開關管T3、第四開關管T4,與所述第一開關管T1并聯連接的第一緩沖電容C1、與所述第二開關管T2并聯連接的第二緩沖電容C2、與所述第三開關管T3并聯連接的第三緩沖電容c3、與所述第四開關管T4并聯連接的第四緩沖電容C4 ;所述第一開關管T1的輸入端和第二開關管T2的輸入端相連后與所述輸入電源的正極連接，所述第四開關管T4的輸出端和所述第三開關管T3的輸出端相連后與所述輸入電源的負極連接；所述第一開關管T1的輸出端與所述第三開關管T3的輸入端相連；所述第四開關管T4的輸入端與所述第二開關管T2的輸出端相連。
[0010]其中，所述諧振電路包括諧振電感Lp諧振電容(；和高頻隔離變壓器I；;所述諧振電感L的一端與所述第一開關管T1和所述第三開關管T3的連接端相連，所述諧振電容(；的一端與所述諧振電感L的另一端相連；所述高頻隔離變壓器I；的原邊線圈的一端與所述諧振電容(；的另一端相連，原邊線圈的另一端連接至所述第二開關管T2和所述第四開關管T4的連接端；所述高頻隔離變壓器I；的副邊線圈包括第一端、第二端和中心抽頭，第一端和第二端用于與整流電路連接，中心抽頭用于與濾波電路連接。
[0011]本發明還提供了一種基于上述的弧焊電源系統的控制方法，包括下述步驟:
[0012](I)采集輸出電流初始值is。和諧振電流初始值對其進行調理獲取輸出電流值10和諧振電流值^ ;
[0013](2)當第一開關管T1的驅動信號由低變為高時，檢測所述諧振電流仁的極性，若ir ( 0，則輸出鎖相信號Θ = -1 ;若仁>0，則輸出鎖相信號θ=1；
[0014](3)當所述鎖相信號Θ等于-丨時，根據公式Uf= 1+Kpei+KiX( / eidt+C)獲得開關頻率調制電壓Uf ;并通過以下方式限制所述開關頻率調制電壓uf輸出值:若uf < 0，則uf=O ;若Uf≥I,則Uf = I,積分常數C = O ;若O < Uf < I,則Uf不變；
[0015]其中，ei為電流誤差，ei = i；-10 ；Kp和Ki分別為輸出電流比例系數和輸出電流積分系數，-0.005 < Kp < -0.0005, -5 < Ki < -0.5，t為時間，C為積分常數，當前拍計算下的C值為上一拍計算的積分(/ e.dt+C)值，第一次計算時C = O d。*為輸出電流設定值，
i。為輸出電流值；
[0016]轉步驟(5)；
[0017](4)當所述鎖相信號Θ等于I時，開關頻率調制電壓Uf = I ;
[0018](5)根據開關頻率調制電壓Uf獲得開關頻率f ;并根據所述開關頻率獲得鋸齒波信號；其中f = 100000+200000XUf ;鋸齒波信號的頻率為f且幅值為I ;
[0019](6)將直流電平信號uri。與鋸齒波信號進行比較，當直流電平信號uri。大于鋸齒波信號瞬時值時，輸出第一開關管T1和第四開關管T4的驅動信號；當直流電平信號uri。低于鋸齒波信號瞬時值時，輸出第二開關管T2和第三開關管T3的驅動信號；直流電平信號uri。對應輸出信號占空比大小，由開關管的死區時間確定，其范圍為O?0.5。
[0020]其中，所述輸出電流設定值1:為50A?200A，對應焊接電流，由弧焊電源標準規定或者由用戶根據實際使用工況設定得到；。
[0021]本發明還提供了一種電源模塊，包括輸入電源、功率變換電路、諧振電路、整流電路和濾波電路；所述功率變換電路的輸入端與輸入電源連接，所述功率變換電路的反饋控制端用于接收外部的控制信號，所述功率變換電路用于根據外部的控制信號將直流電壓變換成周期性變化的正負半周期對稱的方波電壓；所述諧振電路的輸入端連接至所述功率變換電路的輸出端，所述諧振電路用于在方波電壓的激勵下產生近似正弦的高頻諧振電流；所述整流電路的輸入端連接至所述諧振電路的輸出端，所述整流電路用于將高頻諧振電流轉換成直流電流；所述濾波電路的輸入端連接至所述整流電路的輸出端，所述濾波電路的輸出端用于連接負載，所述濾波電路用于對整流電路輸出的直流電流進行濾波處理，為負載提供平穩的直流電源。
[0022]其中，所述功率變換電路包括第一開關管T1、第二開關管T2、第三開關管T3、第四開關管T4,與所述第一開關管T1并聯連接的第一緩沖電容C1、與所述第二開關管T2并聯連接的第二緩沖電容C2、與所述第三開關管T3并聯連接的第三緩沖電容c3、與所述第四開關管T4并聯連接的第四緩沖電容C4 ;所述第一開關管T1的輸入端和第二開關管T2的輸入端相連后與所述輸入電源的正極連接，所述第四開關管T4的輸出端和所述第三開關管T3的輸出端相連后與所述輸入電源的負極連接；所述第一開關管T1的輸出端與所述第三開關管T3的輸入端相連；所述第四開關管T4的輸入端與所述第二開關管T2的輸出端相連。
[0023]其中，所述諧振電路包括諧振電感Lp諧振電容(；和高頻隔離變壓器I；;所述諧振電感L的一端與所述第一開關管T1和所述第三開關管T3的連接端相連，所述諧振電容(；的一端與所述諧振電感L的另一端相連；所述高頻隔離變壓器I；的原邊線圈的一端與所述諧振電容(；的另一端相連，原邊線圈的另一端連接至所述第二開關管T2和所述第四開關管T4的連接端；所述高頻隔離變壓器I；的副邊線圈包括第一端、第二端和中心抽頭，第一端和第二端用于與整流電路連接，中心抽頭用于與濾波電路連接。。
[0024]其中，所述整流電路包括二極管D5和二極管D6 ;所述二極管D5的陽極與所述高頻隔離變壓器I；副邊線圈的第一端相連，所述二極管D6的陽極與所述高頻隔離變壓器I；副邊線圈的第二端相連，所述二極管D5的陰極與所述二極管D6的陰極連接后作為所述整流電路的輸出端；所述濾波電路包括濾波電感L。和濾波電容Cp ;所述濾波電感L。的一端作為所述濾波電路的輸入端，所述濾波電感L。的另一端通過所述濾波電容Cp接地；所述濾波電感L。的另一端還作為所述濾波電路的輸出端。
[0025]通過本發明所構思的以上技術方案，與現有技術相比，由于利用電感的電流泵升特性，降低了電源功率冗余，與傳統弧焊電源相比，效率大為提高，最高效率可達94%。能夠取得緩解體積、重量和成本壓力的有益效果。
【專利附圖】
【附圖說明】
[0026]圖1是本發明實施例提供的弧焊電源系統的模塊結構示意圖；
[0027]圖2是本發明實施例提供的弧焊電源系統中電源模塊的具體電路圖；
[0028]圖3是本發明實施例提供的弧焊電源系統中控制電路的原理框圖；
[0029]圖4是本發明實施例提供的功率變換電路中開關管驅動信號示意圖。
【具體實施方式】
[0030]為了使本發明的目的、技術方案及優點更加清楚明白，以下結合附圖及實施例，對本發明進行進一步詳細說明。應當理解，此處所描述的具體實施例僅僅用以解釋本發明，并不用于限定本發明。
[0031]本發明可以解決現有弧焊電源效率低、體積大、重量大和成本高的問題，最高效率達到94%，具有較高的開路電壓和穩定可調的輸出電流，適用于小功率弧焊電源的應用領域。
[0032]圖1示出了本發明實施例提供的弧焊電源系統的模塊結構，為了便于說明，僅示出了與本發明實施例相關的部分，詳述如下:
[0033]弧焊電源系統包括:輸入電源1、功率變換電路2、諧振電路3、整流電路4、濾波電路5和控制電路6 ;其中，功率變換電路2的輸入端與輸入電源I連接，功率變換電路2的反饋控制端與控制電路6的輸出端連接；功率變換電路2用于根據控制電路6輸出的控制信號將直流電壓變換成周期性變化的正負半周期對稱的方波電壓；諧振電路3的輸入端連接至功率變換電路2的輸出端，諧振電路3用于在方波電壓的激勵下產生近似正弦的高頻諧振電流；整流電路4的輸入端連接至諧振電路3的輸出端，整流電路4用于將高頻諧振電流轉換成直流電流；濾波電路5的輸入端連接至整流電路4的輸出端，濾波電路5的輸出端用于連接負載7，濾波電路5用于對整流電路4輸出的直流電流進行濾波處理，即抑制整流電路輸出直流電流的波動，為負載7提供平穩的直流電源；控制電路6的第一輸入端連接至濾波電路5的反饋端，控制電路6的第二輸入端連接至功率變換電路2和諧振電路3的連接端；控制電路6用于對控制電路6的輸入信號進行采樣和調理，并計算獲取所述功率變換電路2的功率管開關控制信號。
[0034]本發明提供的新型逆變式弧焊電源電路，屬于電力電子和電力自動化設備，解決現有弧焊電源效率低、體積大、重量大和成本高的問題。本發明提供的弧焊電源系統利用電感的電流泵升壓特性，降低了電源功率冗余，與傳統弧焊電源相比，效率大為提高，最高效率可達94%，并緩解了體積、重量和成本的壓力。
[0035]在本發明實施例中，如圖2所示，功率變換電路2包括第一開關管T1、第二開關管T2、第三開關管T3、第四開關管T4，以及分別與其并聯連接的第一緩沖電容C1、第二緩沖電容C2、第三緩沖電容(:3、第四緩沖電容C4。電源的正極與第一開關管T1輸入端及第二開關管T2的輸入端相連，電源的負極與第四開關管T4的輸出端及第三開關管T3的輸出端相連；第一開關管T1的輸出端與第三開關管T3的輸入端相連；第四開關管T4的輸入端與第二開關管T2的輸出端相連。功率變換電路2通過控制開關管開關狀態將電源直流電壓變換成周期性變化的正負半周期對稱的方波電壓。作為本發明的一個實施例，第一開關管T1、第二開關管T2、第三開關管T3和第四開關管T4相同，可采用Mosfet、SiC、GaAs等具有較高開關頻率的半導體功率器件。
[0036]在本發明實施例中，諧振電路3由諧振電感Lp諧振電容(；及高頻隔離變壓器I；組成。諧振電感L,的一端301與第一開關管T1和第三開關管T3的連接端相連，諧振電容Cr的一端與諧振電感L,的另一端302相連，諧振電容Cr的另一端303與高頻隔離變壓器I；的原邊線圈的一端304相連，原邊線圈的另一端305連接至第二開關管T2和第四開關管T4的連接端。在功率變換電路輸出方波電壓的激勵下，諧振電路的諧振電感Lp諧振電容(；與高頻隔離變壓器原邊的等效勵磁電感產生近似正弦的高頻諧振電流，通過高頻隔離變壓器原邊傳輸到其副邊。
[0037]在本發明實施例中，整流電路4包括二極管D5和D6, 二極管D5和D6的陰極并聯后與濾波電路501端相連，二極管D5的陽極與高頻隔離變壓器I；副邊線圈的第一端306相連，二極管D6的陽極與高頻隔離變壓器I；副邊線圈的第三端307端相連。整流電路將高頻隔離變壓器副邊的高頻諧振電流轉換成直流電流。
[0038]在本發明實施例中，濾波電路5由直流濾波電感L。和直流濾波電容Cp組成。濾波電感LjOl端與輸出整流二極管D5、D6的陰極相連，其另一端與整流濾波電容Cp的502端相連。濾波電容Cp的另一端503與高頻隔離變壓器I；副邊的中心抽頭308端相連。濾波電路通過抑制整流電路輸出直流電流的波動，為負載提供平穩的直流電源。
[0039]在本發明實施例中，如圖1所示，控制電路6包括采樣調理模塊61，鎖相模塊63，閉環控制模塊62和驅動模塊64。米樣調理模塊61的第一輸入端作為所述控制電路6的第一輸入端，米樣調理模塊61的第二輸入端作為控制電路6的第二輸入端,米樣調理模塊61用于采集輸出電流值i。和諧振電流值h ;鎖相模塊63的輸入端作為采樣調理模塊61的第二輸出端，鎖相模塊63的控制端連接至驅動模塊64的第一輸出端；閉環控制模塊62的第一輸入端連接至采樣調理模塊61的第一輸出端，閉環控制模塊62的第二輸入端連接至所述鎖相模塊63的輸出端，驅動模塊64的輸入端連接至所述閉環控制模塊62的輸出端，驅動模塊64的第二輸出端作為所述控制電路6的輸出端。米樣調理模塊61對從輸出電感和諧振電感所在回路檢測獲取的電流信號進行濾波和調理后，將輸出電感電流信號送至閉環控制模塊62，將諧振電感電流信號送至鎖相模塊63。鎖相模塊63在開關管T1驅動信號由低變高時，檢測諧振電流h的極性獲得鎖相信號，并送至閉環控制模塊62。閉環控制模塊62將設定值電流與輸入電感電流之差通過比例積分環節處理獲得開關頻率調制電壓，然后得到開關頻率，送至驅動模塊。驅動模塊64通過鋸齒波信號與直流電平信號的比較得到驅動信號，并送至開關管和鎖相模塊。
[0040]本發明中的控制電路包括采樣調理模塊，鎖相模塊，閉環控制模塊和驅動模塊。通過測量輸出濾波電感電流與參考設定值的差值調節輸出開關頻率，改善控制效果。本發明采用高頻變換具有高功率密度，動態調節速度快，輸出性能優良和效率高的特點，具有較高的開路電壓和穩定的輸出電流，適用于弧焊電源的應用工況。
[0041]在本發明實施例中，(I)采樣調理61進行下述操作:
[0042](1.1)對輸出濾波電感L。的初始電流值is。進行濾波，得到輸出濾波電流值i。;
[0043](1.2)對諧振電感Lr的初始電流值isr進行濾波，得到諧振電流值ir ；
[0044](1.3)將i。送至閉環控制模塊，將送至鎖相模塊；
[0045](2)鎖相模塊63進行下述操作:
[0046](2.1)當開關管T1的驅動信號由低變為高時，檢測諧振電流仁的極性，得到鎖相信號Θ。檢測諧振電流i,的極性:若i,≤0，則輸出鎖相信號Θ =-!;若仁>0，則輸出鎖相信號Θ = I ;
[0047](2.2)將鎖相信號Θ送入閉環控制模塊；
[0048](3)閉環控制模塊62進行下述操作:
[0049](3.1)判斷鎖相信號:若Θ = -1，則進入步驟(3.2);若Θ = I進入步驟(3.5)；
[0050](3.2)計算輸出電流誤差ei % =丨。*-丨。；其中，輸出電流設定值丨(；=5(^~20(^，對應焊接電流，由弧焊電源標準規定或者由用戶根據實際使用工況設定得到；
[0051](3.3)計算開關 頻率調制電壓 uf:uf = I+KpeJKi X ( / ejdt+C)；
[0052]其中，Θ為鎖相模塊送入的鎖相信號，Kp和Ki分別為輸出電流比例系數和輸出電流積分系數，-0.005 < Kp < -0.0005, -5 < Ki < -0.5，t為時間，C為積分常數，當前拍計算下的C值為上一拍計算的積分(/ eidt+C)值,第一次計算時C = O;
[0053](3.4)限制開關頻率調制電壓Uf輸出值:若Uf≤O,則Uf = O ;若Uf≤I,則Uf =1，且令步驟(3.3)中積分常數C = O ;若O < Uf < 1，則Uf不變；轉步驟(3.6)；
[0054](3.5)令開關頻率調制電壓Uf輸出值為I ;
[0055](3.6)計算開關頻率 f:f = 100000+200000 X Uf ；
[0056]將f送至驅動發生模塊；
[0057](4)驅動模塊64進行下述操作:
[0058](4.1)產生幅值為0.48的直流電平信號Urdc ；
[0059](4.2)生成驅動信號:
[0060]將u,d。與頻率為f、幅值為I的鋸齒波信號相比較，當uri。大于鋸齒波信號瞬時值時，輸出開關管T1和開關管T4的驅動信號，當urt。低于鋸齒波信號瞬時值時,輸出開關管T2和開關管T3的驅動信號；
[0061](4.3)將生成的開關管T1的驅動信號送至鎖相模塊，生產的開關管T1的驅動信號，開關管T2的驅動信號，開關管T3的驅動信號，開關管T4的驅動信號送至全橋功率變換電路；
[0062]在本發明實施例中，輸出電流比例系數Kp和輸出電流積分系數Ki的確定過程為:
[0063](I)將Kp初始值取為-0.0005, Ki初始值取為O ;
[0064](2)先調試Kp，查看此時高頻整流器輸入電流波形是否振蕩，是則減小Kp直至波形振蕩消除，轉過程(3);否則直接轉過程(3)；
[0065](3)固定Kp值，將Ki取為-0.5，調試Ki,查看此時高頻整流器輸出電壓波形是否波動，是則減小Ki直至波動消除，否則固定Ki。
[0066]本發明采用LLC諧振網絡在空載時實現了較高的輸出電壓，增加了弧焊電源的引弧成功率，輸出濾波電路采用LC濾波結構，實現了穩定可調的焊接電流，提高了焊接質量，并減少了電路的功率冗余，降低了電源的體積重量和成本。控制電路采用變頻控制，利用鎖相模塊控制開關頻率范圍，使得電路開關管實現零電壓導通，提高了系統效率。本發明具有開關頻率聞、效率聞、功率密度聞、成本低的優點，即具有較聞的開路電壓，又具有穩定可調的輸出焊接電流，適用于弧焊電源系統的應用。
[0067]為了更進一步的說明本發明實施例提供的弧焊電源系統，現參考附圖并結合具體實例詳述如下:
[0068]為了便于說明，高頻隔離變壓器工作在IOOkHz到300kHz，第一開關管T1、第二開關管T2、第三開關管T3和第四開關管T4均以Mosfet管為例。
[0069]功率變換電路2包括第一 MOS管Tl、第二 MOS管T2、第三MOS管T3、第四MOS管T4，以及分別與其并聯連接的第一緩沖電容Cl、第二緩沖電容C2、第三緩沖電容C3、第四緩沖電容C4。電源的正極與第一 MOS管Tl漏極及第二 MOS管T2的漏極相連，電源的負極與第四MOS管T4的源極及第三MOS管T3的源極相連?’第一 MOS管Tl的源極與第三MOS管T3的漏極相連；第四MOS管T4的漏極與第二 MOS管T2的源極相連。
[0070]諧振電路3由諧振電感Lp諧振電容(；和高頻隔離變壓器I；組成。諧振電感值L,為16 μ H，諧振電容Cr為39nF，高頻變壓器變比為21: 3: 3，其等效勵磁電感值為110 μ H，。諧振 電感L,301端與開關管T1和T3的連接端相連，諧振電容(；與諧振電感L,在302端相連，Cr輸出端303與高頻隔離變壓器I；原邊第一端口 304相連，Tr原邊第二端口305連接至開關管T2和T4的連接端。
[0071]整流電路4包括二極管D5和二極管D6, 二極管D5和二極管D6的陰極并聯后與濾波電路501端相連，二極管D5的陽極與高頻隔離變壓器I；副邊306端相連，二極管D6的陽極與頻隔離變壓器I；副邊另一端307相連。
[0072]濾波電路5由直流濾波電感L0和直流濾波電容Cp組成組成。濾波電感L。為10 μ H，濾波電容Cp為3uF。濾波電感L。的一端501與輸出整流二極管D5、D6的陰極相連，另一端與整流濾波電容Cp的502端相連。濾波電容Cp的另一端503與高頻隔離變壓器I；副邊的中心抽頭308 2而相連。
[0073]如圖1所示，控制電路6包括采樣調理模塊，鎖相模塊，閉環控制模塊和驅動模塊。采樣調理模塊對從輸出電感和諧振電感所在回路檢測獲取的電流信號進行濾波和調理后，將輸出電感電流信號送至閉環控制模塊，將諧振電感電流信號送至鎖相模塊。所述鎖相模塊在開關管T1驅動信號由低變高時，檢測諧振電流h的極性獲得鎖相信號，并送至閉環控制模塊。所述閉環控制模塊將設定值電流與輸入電感電流之差通過比例積分環節處理獲得開關頻率調制電壓，然后得到開關頻率，送至驅動模塊。所述驅動模塊通過鋸齒波信號與直流電平信號的比較得到驅動信號，并送至開關管和鎖相模塊。
[0074]如圖3所示控制電路包括采樣調理模塊，鎖相模塊，閉環控制模塊和驅動模塊。
[0075](I)采樣調理模塊進行下述操作:
[0076](1.1)對輸出濾波電感L。的初始電流值is。進行濾波，得到輸出濾波電流值i。;
[0077](1.2)對諧振電感L的初始電流值U進行濾波，得到諧振電流值仁;
[0078](1.3)將i。送至閉環控制模塊，將送至鎖相模塊；
[0079](2)鎖相模塊進行下述操作:[0080](2.1)當開關管T1的驅動信號由低變為高時，檢測諧振電流仁的極性:若ir ≤ O,則輸出鎖相信號θ=_ι ;若?,ο,貝U輸出鎖相信號θ = I;
[0081](2.2)將鎖相信號Θ送入閉環控制模塊；
[0082](3)閉環控制模塊進行下述操作:
[0083](3.1)判斷鎖相信號:若Θ = -1，則進入步驟(3.2);若Θ = I進入步驟(3.5)；
[0084](3.2)計算輸出電流誤差ei:ei = i；-10 ;其中，輸出電流設定值1: = 100A，為焊接電流；
[0085](3.3)計算開關頻率調制電壓 uf:uf = I+KpeJKi X ( / ejdt+C)；
[0086]其中，Θ為鎖相模塊送入的鎖相信號，Kp和Ki分別為輸出電流比例系數和輸出電流積分系數，Kp = -0.0OLKi = -l,t為時間，C為積分常數，當前拍計算下的C值為上一拍計算的積分(/ eidt+C)值,第一次計算時C = O;
[0087](3.4)限制開關頻率調制電壓Uf輸出值:若Uf≤O,則Uf = O ;若Uf≥I,則Uf =1，且令步驟(3.3)中積分常數C = O ;若O < Uf < 1，則Uf不變；轉步驟(3.6)；
[0088](3.5)令開關頻率調制電壓Uf輸出值為I ;
[0089](3.6)計算開關頻率 f:f=100000+200000Xuf ；
[0090]將f送至驅動模塊；
[0091](4)驅動模塊進行下述操作:
[0092](4.1)產生幅值為0.48的直流電平信號Urdc ；
[0093](4.2)生成驅動信號:
[0094]將Uttk與頻率為f、幅值為I的鋸齒波信號相比較，當uri。大于鋸齒波信號瞬時值時，輸出第一 MOS管T1和第四MOS管T4的驅動信號，當Urd。低于鋸齒波信號瞬時值時，輸出第二 MOS管T2和第三MOS管T3的驅動信號；
[0095](4.3)將生成的第一 MOS管T1的驅動信號送至鎖相模塊，生產的第一 MOS管T1的驅動信號，第二 MOS管T2的驅動信號，第三MOS管T3的驅動信號，第四MOS管T4的驅動信號送至全橋功率變換電路。
[0096]圖4為高頻直流變壓器I；的驅動波形，橫坐標為時間，縱坐標為驅動信號，其中gl為開關管T1驅動信號，g2為開關管T2驅動信號，g3為開關管T3驅動信號，g4為開關管T4驅動信號。為開關管直通造成器件損壞并為了實現零電壓開通，設置全橋逆變器的有效占空比D略小于I (驅動占空比為0.48)，即在同橋臂的上下兩管驅動信號gl和g3之間，g2和g4之間加入2%寬度的死區。
[0097]本領域的技術人員容易理解，以上所述僅為本發明的較佳實施例而已，并不用以限制本發明，凡在本發明的精神和原則之內所作的任何修改、等同替換和改進等，均應包含在本發明的保護范圍之內。
【權利要求】
1.一種弧焊電源系統，其特征在于，包括輸入電源(1)、功率變換電路(2)、諧振電路(3)、整流電路(4)、濾波電路(5)和控制電路(6)； 所述功率變換電路(2)的輸入端與輸入電源(1)連接，所述功率變換電路(2)的反饋控制端與所述控制電路出)的輸出端連接，所述功率變換電路(2)用于根據控制電路(6)輸出的控制信號將直流電壓變換成周期性變化的正負半周期對稱的方波電壓； 所述諧振電路(3)的輸入端連接至所述功率變換電路(2)的輸出端，所述諧振電路(3)用于在方波電壓的激勵下產生近似正弦的高頻諧振電流； 所述整流電路(4)的輸入端連接至所述諧振電路(3)的輸出端，所述整流電路(4)用于將高頻諧振電流轉換成直流電流； 所述濾波電路(5)的輸入端連接至所述整流電路(4)的輸出端，所述濾波電路(5)的輸出端用于連接負載(7)，所述濾波電路(5)用于對整流電路(4)輸出的直流電流進行濾波處理，為所述負載(7)提供平穩的直流電源； 所述控制電路(6)的第一輸入端連接至濾波電路(5)的反饋端，所述控制電路(6)的第二輸入端連接至所述功率變換電路(2)和所述諧振電路(3)的連接端；所述控制電路(6)用于對控制電路(6)的輸入信號進行采樣和調理，并獲取所述功率變換電路(2)的功率管開關控制信號。
2.如權利要求1所述的弧焊電源系統，其特征在于，所述控制電路(6)包括采樣調理模塊(61)、閉環控制模塊(62)、鎖相模塊(63)和驅動模塊(64)； 所述米樣調理模塊(61)的第一輸入端作為所述控制電路(6)的第一輸入端,所述米樣調理模塊(61)的第二輸入端作為所述控制電路(6)的第二輸入端，所述采樣調理模塊(61)用于采集輸出電流初始值is。和諧振電流初始值U，并對其進行調理獲取輸出電流值i。和諧振電流值; 所述鎖相模塊(63)的輸入端連接至所述采樣調理模塊(61)的第二輸出端，所述鎖相模塊(63)的控制端連接至所述驅動模塊(64)的第一輸出端，所述鎖相模塊(63)用于檢測諧振電流的極性信息，并獲取鎖相信號； 所述閉環控制模塊(62)的第一輸入端連接至所述采樣調理模塊(61)的第一輸出端，所述閉環控制模塊(62)的第二輸入端連接至所述鎖相模塊(63)的輸出端，所述閉環控制模塊(62)用于將設定值電流與第一輸入端接受的輸出電流值i。之差通過比例積分環節處理，并根據第二輸入端接受的鎖相信號，獲得開關頻率調制電壓，然后獲取所述功率變換電路(2)的功率管開關的開關頻率； 所述驅動模塊(64)的輸入端連接至所述閉環控制模塊(62)的輸出端，所述驅動模塊(64)的第二輸出端作為所述控制電路(6)的輸出端；所述驅動模塊(64)用于生成所述功率變換電路(2)的功率管開關的控制信號，驅動模塊(64)所生成的功率變換電路(2)的功率管開關的控制信號的開關頻率為所述閉環控制模塊(62)輸出的開關頻率。
3.如權利要求1或2所述的弧焊電源系統，其特征在于，所述功率變換電路(2)包括第一開關管T1、第二開關管T2、第三開關管T3、第四開關管T4,與所述第一開關管T1并聯連接的第一緩沖電容C1、與所述第二開關管T2并聯連接的第二緩沖電容C2、與所述第三開關管T3并聯連接的第三緩沖電容C3、與所述第四開關管T4并聯連接的第四緩沖電容C4 ； 所述第一開關管T1的輸入端和第二開關管T2的輸入端相連后與所述輸入電源的正極連接，所述第四開關管T4的輸出端和所述第三開關管T3的輸出端相連后與所述輸入電源的負極連接； 所述第一開關管T1的輸出端與所述第三開關管T3的輸入端相連；所述第四開關管T4的輸入端與所述第二開關管T2的輸出端相連。
4.如權利要求3所述的弧焊電源系統，其特征在于，所述諧振電路(3)包括諧振電感K、諧振電容(；和高頻隔離變壓器I；； 所述諧振電感L的一端與所述第一開關管T1和所述第三開關管T3的連接端相連，所述諧振電容(；的一端與所述諧振電感L的另一端相連； 所述高頻隔離變壓器I；的原邊線圈的一端與所述諧振電容(；的另一端相連，原邊線圈的另一端連接至所述第二開關管T2和所述第四開關管T4的連接端；所述高頻隔離變壓器I；的副邊線圈包括第一端、第二端和中心抽頭，第一端和第二端用于與整流電路(4)連接，中心抽頭用于與濾波電路(5)連接。
5.一種基于權利要求1-4任一項所述的弧焊電源系統的控制方法,其特征在于,包括下述步驟: (1)采集輸出電流初始值is。和諧振電流初始值對其進行調理獲取輸出電流值i。和諧振電流值^； (2)當第一開關管T1的驅動信號由低變為高時，檢測所述諧振電流h的極性，若ir ( O，則輸出鎖相 信號Θ = -1 ;若仁>0，則輸出鎖相信號θ=1； (3)當所述鎖相信號Θ等于-丨時，根據公式Uf=1+Kpei+KiX( / e.dt+C)獲得開關頻率調制電壓Uf ;并通過以下方式限制所述開關頻率調制電壓Uf輸出值:若Uf ( 0，則Uf =O ;若Uf≤I,則Uf = I,積分常數C = O ;若O < Uf < I,則Uf不變； 其中，ei為電流誤差，ei = i；-10 ；KP和Ki分別為輸出電流比例系數和輸出電流積分系數，-0.005 < Kp < -0.0005, -5 < Ki < -0.5，t為時間，C為積分常數，當前拍計算下的C值為上一拍計算的積分(/ e.dt+C)值，第一次計算時C = O d。*為輸出電流設定值，i。為輸出電流值； 轉步驟(5)； (4)當所述鎖相信號Θ等于I時，開關頻率調制電壓Uf= I ； (5)根據開關頻率調制電壓Uf獲得開關頻率f;并根據所述開關頻率獲得鋸齒波信號；其中f = 100000+200000XUf ;鋸齒波信號的頻率為f且幅值為I ; (6)將直流電平信號Uttk與鋸齒波信號進行比較，當直流電平信號uri。大于鋸齒波信號瞬時值時，輸出第一開關管T1和第四開關管T4的驅動信號；當直流電平信號urt。低于鋸齒波信號瞬時值時，輸出第二開關管T2和第三開關管T3的驅動信號；直流電平信號uri。對應輸出信號占空比大小，由開關管的死區時間確定，其范圍為O~0.5。
6.如權利要求5所述的控制方法，其特征在于，所述輸出電流設定值i。*為50A~200A，對應焊接電流，由弧焊電源標準規定或者由用戶根據實際使用工況設定得到。
7.一種電源模塊，其特征在于，包括輸入電源(I)、功率變換電路(2)、諧振電路(3)、整流電路⑷和濾波電路(5)； 所述功率變換電路(2)的輸入端與輸入電源(I)連接，所述功率變換電路(2)的反饋控制端用于接收外部的控制信號，所述功率變換電路(2)用于根據外部的控制信號將直流電壓變換成周期性變化的正負半周期對稱的方波電壓； 所述諧振電路(3)的輸入端連接至所述功率變換電路(2)的輸出端，所述諧振電路(3)用于在方波電壓的激勵下產生近似正弦的高頻諧振電流； 所述整流電路(4)的輸入端連接至所述諧振電路(3)的輸出端，所述整流電路(4)用于將高頻諧振電流轉換成直流電流； 所述濾波電路(5)的輸入端連接至所述整流電路(4)的輸出端，所述濾波電路(5)的輸出端用于連接負載(7)，所述濾波電路(5)用于對整流電路(4)輸出的直流電流進行濾波處理，為負載(7)提供平穩的直流電源。
8.如權利要求7所述的電源模塊，其特征在于，所述功率變換電路(2)包括第一開關管T1、第二開關管T2、第三開關管T3、第四開關管T4,與所述第一開關管T1并聯連接的第一緩沖電容C1、與所述第二開關管T2并聯連接的第二緩沖電容C2、與所述第三開關管T3并聯連接的第三緩沖電容C3、與所述第四開關管T4并聯連接的第四緩沖電容C4 ； 所述第一開關管T1的輸入端和第二開關管T2的輸入端相連后與所述輸入電源的正極連接，所述第四開關管T4的輸出端和所述第三開關管T3的輸出端相連后與所述輸入電源的負極連接； 所述第一開關管T1的輸出端與所述第三開關管T3的輸入端相連；所述第四開關管T4的輸入端與所述第二開關管T2的輸出端相連。
9.如權利要求7或8所述的電源模塊，其特征在于，所述諧振電路(3)包括諧振電感K、諧振電容(；和高頻隔 離變壓器I；； 所述諧振電感L的一端與所述第一開關管T1和所述第三開關管T3的連接端相連，所述諧振電容(；的一端與所述諧振電感L的另一端相連； 所述高頻隔離變壓器I；的原邊線圈的一端與所述諧振電容(；的另一端相連，原邊線圈的另一端連接至所述第二開關管T2和所述第四開關管T4的連接端；所述高頻隔離變壓器I；的副邊線圈包括第一端、第二端和中心抽頭，第一端和第二端用于與整流電路(4)連接，中心抽頭用于與濾波電路(5)連接。
10.如權利要求9所述的電源模塊，其特征在于，所述整流電路(4)包括二極管D5和二極管D6 ;所述二極管D5的陽極與所述高頻隔離變壓器I；副邊線圈的第一端相連，所述二極管D6的陽極與所述高頻隔離變壓器I；副邊線圈的第二端相連，所述二極管D5的陰極與所述二極管D6的陰極連接后作為所述整流電路(4)的輸出端； 所述濾波電路(5)包括濾波電感L。和濾波電容Cp ;所述濾波電感L。的一端作為所述濾波電路(5)的輸入端，所述濾波電感L。的另一端通過所述濾波電容Cp接地；所述濾波電感L。的另一端還作為所述濾波電路(5)的輸出端。
【文檔編號】H02M3/335GK103973123SQ201410180902
【公開日】2014年8月6日 申請日期:2014年4月30日 優先權日:2014年4月30日
【發明者】段善旭, 方支劍, 蔡濤, 豐昊 申請人:華中科技大學