一種高頻鏈逆變器的軟開關控制方法
【專利摘要】本發明涉及一種高頻鏈逆變器的軟開關控制方法。高頻鏈逆變器的主回路包括依次連接的DC/DC變換模塊、同步整流模塊、極性選擇模塊和LC低通濾波器，以及分別連接至DC/DC變換模塊、同步整流模塊和極性選擇模塊的驅動控制模塊；控制同步整流模塊的正向功率開關管超前DC/DC變換模塊的正向功率開關管開通，滯后于DC/DC變換模塊的正向功率開關管關斷；控制同步整流模塊的負向功率開關管超前DC/DC變換模塊的負向功率開關管開通，滯后于DC/DC變換模塊的負向功率開關管關斷，實現同步整流模塊的功率開關管處于零電壓開通零電流關斷的軟開關工作模式。本發明降低同步整流模塊的開關損耗，提高高頻鏈逆變器的效率和功率密度。
【專利說明】一種高頻鏈逆變器的軟開關控制方法
【技術領域】
[0001]本發明涉及一種軟開關控制方法，特別涉及一種高頻鏈逆變器的軟開關控制方法。
【背景技術】
[0002]隨著能源與環境問題的沖突日益嚴峻，逆變器應用越來越廣泛。逆變器可直接將蓄電池、燃料電池、光伏太陽能等直流電源轉換為交流電源，為用電設備提供可靠電能，同時為提高能量轉換效率，對逆變器的效率和功率密度要求越來越高，因此高頻鏈逆變器成為逆變器主流發展方向。如附圖2所示為高頻鏈逆變器原理框圖，將輸入直流電壓經DC/DC變換模塊和同步整流模塊變換為高頻直流脈沖電壓，通過工頻周期導通的極性選擇模塊和LC低通濾波器，得到穩定的交流電。
[0003]現有高頻鏈逆變器的同步整流模塊功率開關管一般采用硬開關控制方法，同步整流模塊功率開關管與DC/DC變換模塊的功率開關管同步導通關斷，此時同步整流模塊的功率開關管處于硬開關狀態，開關損耗會非常大，特別是開關頻率高頻化應用時，開關管的開關損耗對于逆變器效率的影響更加明顯。
[0004]軟開關技術能有效地減小功率開關管的開關損耗。而現有的開關管軟開關技術的方案一般歸為兩類，一類是增加電容、電感和二極管等諧振元器件來實現開關管的零電壓開通和零電流關斷，另一類是增加輔助功率開關管進行控制(如附圖1所示)，觸發諧振電容和諧振電感進行諧振，從而使主功率開關管實現零電壓開通或零電流關斷。這些現有的軟開關技術都是通過增加額外諧振電路或諧振元件來實現的，使得逆變器體積增大，成本增加，同時控制難度加大，降低了逆變器的可靠性和功率密度。
【發明內容】
[0005]本發明的目的在于克服現有技術的不足，提供了一種在不增加額外諧振元器件的前提下，降低同步整流模塊的開關損耗，提高高頻鏈逆變器的效率和功率密度的軟開關控制方法。
[0006]為實現上述目的，本發明的技術方案是:一種高頻鏈逆變器的軟開關控制方法，所述高頻鏈逆變器的主回路包括依次連接的DC/DC變換模塊、同步整流模塊、極性選擇模塊和LC低通濾波器，所述高頻鏈逆變器的主回路還設有一驅動控制模塊，分別連接至DC/DC變換模塊、同步整流模塊和極性選擇模塊，其特征在于:
所述驅動控制模塊產生兩組交替的SPWM驅動波分別送至DC/DC變換模塊的正向功率開關管和負向功率開關管；
所述驅動控制模塊產生與所述兩組SPWM驅動波互補的兩組驅動波分別送至對應的同步整流模塊的正向功率開關管和負向功率開關管；
所述驅動控制模塊還產生兩組互補的工頻驅動波送至極性選擇模塊；
所述方法具體為控制同步整流模塊的正向功率開關管超前于所述DC/DC變換模塊的正向功率開關管開通，滯后于所述DC/DC變換模塊的正向功率開關管關斷；控制所述同步整流模塊的負向功率開關管超前于所述DC/DC變換模塊的負向功率開關管開通，滯后于所述DC/DC變換模塊的負向功率開關管關斷，實現同步整流模塊的功率開關管處于零電壓開通零電流關斷的軟開關工作模式。
[0007]進一步的，所述的傳送至DC/DC變換模塊的正向功率開關管和負向功率開關管的兩組SPWM驅動波，是將一組完整的SPWM驅動波交替拆分產生。
[0008]在一實施例中，所述DC/DC變換模塊為推挽升壓式DC/DC變換模塊，所述DC/DC變換模塊的正向功率開關管為推挽升壓上管，DC/DC變換模塊的負向功率開關管為推挽升壓下管；所述同步整流模塊為橋式同步整流模塊。
[0009]需要指出的是本發明中的DC/DC變化模塊不限于推挽升壓式DC/DC變換模塊，可以是單端反激變換模塊、單端正激變換模塊，其中正向功率開關管和負向功率開關管均為同一功率開關管，通過時序，使控制單個功率開關管在不同階段依次交替作為正向功率開關管和負向功率開關管；也可以是半橋式DC/DC變化模塊、全橋式DC/DC變化模塊等。
[0010]在一實施例中，所述同步整流模塊為橋式同步整流模塊，本發明同步整流模塊不限于橋式同步整流模塊。
[0011]進一步的，所述推挽升壓式DC/DC變換模塊包括串聯連接的推挽升壓上管、鉗位電容、推挽升壓下管，還包括一變壓器，所述推挽升壓上管為DC/DC變換模塊的正向功率開關管，推挽升壓下管為DC/DC變換模塊的負向功率開關管，所述推挽升壓上管的源極接鉗位電容一端及變壓器的第二初級繞組同名端，所述推挽升壓管上管的漏極接變壓器的第一初級繞組異名端，所述推挽升壓管下管的漏極接鉗位電容另一端及變壓器的第一初級繞組同名端，所述推挽升壓管下管的源極接變壓器的第二初級繞組異名端。
[0012]進一步的，所述橋式同步整流模塊由第一功率開關管組和第二功率開關管組并聯連接而成；所述第一功率開關管組由第一功率開關管和第二功率開關管串聯連接而成，第二功率開關管組由第三功率開關管和第四功率開關管串聯連接而成，其中第一功率開關管和第四功率開關管均為正向功率開關管，第二功率開關管和第三功率開關管均為負向功率開關管，所述第一功率開關管的漏極和第三功率開關管的漏極相連接作為橋式同步整流模塊的一輸出端，，所述第二功率開關管的源極和第四功率開關管的源極相連接作為橋式同步整流模塊的另一輸出端，，所述第一功率開關管的源極接至第二功率開關管的漏極及變壓器的次級繞組的一端作為橋式同步整流模塊的一輸入端，所述第三功率開關管的源極接至第四功率開關管的漏極及變壓器的次級繞組的另一端作為橋式同步整流模塊的另一輸入端。
[0013]進一步的，所述極性選擇模塊第三功率開關管組和第四功率開關管組并聯連接而成；所述第三功率開關管組由第五功率開關管和第六功率開關管串聯連接而成，第四功率開關管組由第七功率開關管和第八功率開關管串聯連接而成，所述第五功率開關管和第六功率開關管的連接點以及第七功率開關管和第八功率開關管的連接點分別作為極性選擇模塊的輸出端；所述的第五功率開關管和第七功率開關管的連接點作為極性選擇模塊的第一輸入端，第六功率開關管和第八功率開關管的連接點作為極性選擇模塊的第二輸入端。
[0014]進一步的，所述第五功率開關管的漏極與第七功率開關管的漏極相連接至第一功率開關管的漏極及第三功率開關管的漏極，所述第六功率開關管的源極與第八功率開關管的源極相連接至第二功率開關管的源極及第四功率開關管的源極，所述第五功率開關管的源極與第六功率開關管漏極相連接，所述第七功率開關管的源極與第八功率開關管的漏極相連接。
[0015]進一步的，所述推挽升壓式DC/DC變換模塊與橋式同步整流模塊的工作過程分為可循環的四個階段:
第一階段:推挽升壓上管處于關斷狀態，推挽升壓下管在第一階段起始時刻關斷，第二功率開關管和第三功率開關管均處于導通狀態，第一功率開關管和第四功率開關管在第一階段起始時刻導通，導通時刻電壓為零，實現零電壓開通；
第二階段:推挽升壓上管在第二階段起始時刻導通，推挽升壓下管保持關斷，第一功率開關管和第四功率開關管保持導通，第二功率開關管和第三功率開關管在第二階段起始時刻關斷，關斷電流為零，實現零電流關斷；
第三階段:推挽升壓上管在第三階段起始時刻關斷，推挽升壓下管保持關斷，第一功率開關管和第四功率開關管保持導通，第二功率開關管和第三功率開關管在第三階段起始時刻導通，導通時刻電壓為零，實現零電壓開通；
第四階段:推挽升壓上管保持關斷，推挽升壓下管在第四階段起始時刻導通，第二功率開關管和第三功率開關管保持導通，第一功率開關管和第四功率開關管在第四階段起始時刻關斷，關斷時刻電流為零，實現零電流關斷。
[0016]進一步的，所述LC低通濾波器由電感和電容串聯連接而成。
[0017]相較于現有技術，本發明具有以下有益效果:
1、本發明的軟開關控制方法不通過額外增加輔助元器件實現功率開關管的關斷；
2、減少功率開關管的開關損耗，提高逆變效率和功率密度；
3、減少高頻EMI干擾，提高整個數字控制逆變系統的可靠性。
【專利附圖】
【附圖說明】
[0018]圖1是傳統的增加輔助元器件實現軟開關控制技術的示例圖。
[0019]圖2是高頻鏈逆變器原理框圖。
[0020]圖3是本發明一具體實施例中的高頻鏈逆變器原理圖。
[0021]圖4是本發明一具體實施例中高頻鏈逆變器功率開關管的工作邏輯時序圖。
【具體實施方式】
[0022]下面結合附圖，對本發明的技術方案進行具體說明。
[0023]如圖2所示，本發明提供了一種高頻鏈逆變器的軟開關控制方法，所述高頻鏈逆變器的主回路包括依次連接的DC/DC變換模塊、同步整流模塊、極性選擇模塊和LC低通濾波器，所述高頻鏈逆變器的主回路還設有一驅動控制模塊，分別連接至DC/DC變換模塊、同步整流模塊和極性選擇模塊，其特征在于:
所述驅動控制模塊產生交替的兩組SPWM驅動波送至DC/DC變換模塊的正向功率開關管和負向功率開關管；
所述驅動控制模塊產生與所述兩組SPWM驅動波互補的兩組驅動波送至對應的同步整流模塊的正向功率開關管和負向功率開關管； 所述驅動控制模塊還產生兩組互補的工頻驅動波送至極性選擇模塊；
所述方法具體為控制同步整流模塊的正向功率開關管超前于所述DC/DC變換模塊的正向功率開關管開通，滯后于所述DC/DC變換模塊的正向功率開關管關斷；控制所述同步整流模塊的負向功率開關管超前于所述DC/DC變換模塊的負向功率開關管開通，滯后于所述DC/DC變換模塊的負向功率開關管關斷，實現同步整流模塊的功率開關管處于零電壓開通零電流關斷的軟開關工作模式。
[0024]以下為本發明具體實施例。
[0025]如圖3本發明一具體實施例中的高頻鏈逆變器原理圖所示，主回路由推挽升壓式DC/DC變換模塊、橋式同步整流模塊、極性選擇模塊、LC低通濾波器依次連接構成，其中DC/DC變換模塊、同步整流模塊、極性選擇模塊的控制信號分別連接至一驅動控制模塊，其中推挽升壓式DC/DC變換模塊由推挽升壓上管MOS1、推挽升壓下管M0S2、鉗位電容C2、變壓器Tl組成；橋式同步整流模塊由功率開關管M0S11、功率開關管M0S12、功率開關管M0S21和功率開關管M0S22組成；極性選擇模塊由功率開關管M0S41、功率開關管M0S42、功率開關管M0S51、功率開關管M0S52組成；LC低通濾波器由電感LI和電容Cl組成。
[0026]所述推挽升壓管上管MOSl的源極接鉗位電容C2—端、變壓器Tl的第二初級繞組同名端，所述功率開關管MOSl的漏極接變壓器Tl的第一初級繞組異名端，所述推挽升壓管下管M0S2的漏極接鉗位電容C2另一端、變壓器Tl的第一初級繞組同名端，所述推挽升壓管下管M0S2的源極接變壓器Tl的第二初級繞組異名端；所述功率開關管MOSll的漏極、功率開關管M0S21的漏極、功率開關管M0S41的漏極、功率開關管M0S51的漏極相連接,所述功率開關管M0S22的源極、功率開關管M0S12的源極、功率開關管M0S51的源極、功率開關管M0S41的源極相連接，所述功率開關管MOSll的源極接至功率開關管M0S22的漏極、變壓器Tl的次級繞組的一端，所述功率開關管M0S21的源極接至功率開關管M0S12的漏極、變壓器Tl的次級繞組的另一端，所述功率開關管M0S41的源極接至功率開關管M0S52的漏極，所述功率開關管M0S51的源極接至功率開關管M0S42的漏極。
[0027]所述的驅動控制模塊，將一組完整的SPWM驅動波交替拆分，產生兩組交替的SPWM驅動波送至推挽升壓式DC/DC變換模塊的功率開關管MOSl和功率開關管M0S2 ；
所述的驅動控制模塊，產生一組與推挽升壓上管MOSl的SPWM驅動互補的驅動波送至橋式同步整流模塊的功率開關管M0S21和功率開關管M0S22 ；
所述的驅動控制模塊，產生一組與推挽升壓下管M0S2的SPWM驅動互補的驅動波送至橋式同步整流模塊的功率開關管MOSll和功率開關管M0S12 ；
所述的驅動控制模塊，產生兩組互補的工頻周期驅動波分別送至橋式極性選擇電路的功率開關管M0S41、M0S42和功率開關管M0S51、M0S52。
[0028]整個電路工作原理如下:
功率開關管MOSl、功率開關管MOSl1、功率開關管M0S12、電容C2和變壓器Tl構成正向升壓整流電路，功率開關管M0S2、功率開關管M0S21、功率開關管M0S22、電容C2和變壓器Tl構成負向升壓整流電路，將輸入直流電壓變換成高頻直流脈沖電壓，高頻直流脈沖電壓經極性選擇模塊與LC低通濾波器輸出穩定的交流電壓。
[0029]其中推挽升壓上管MOSl為DC/DC變化模塊的正向功率開關管，推挽升壓下管M0S2為DC/DC變化模塊的負向功率開關管、功率開關管M0S11、MOS12均為同步整流模塊正向功率開關管，功率開關管M0S21、M0S22均為同步整流模塊負向功率開關管。
[0030]其中在升壓整流電路，控制整流模塊功率開關管MOSll和功率開關管M0S12超前于推挽升壓上管MOSl開通，滯后于推挽升壓上管MOSl關斷，控制功率開關管M0S21和功率開關管M0S22超前于推挽升壓下管M0S2開通，滯后于推挽升壓下管M0S2關斷，橋式同步整流模塊的功率開關管工作于零電壓開通零電流關斷的軟開關模式。
[0031]附圖4為推挽升壓式DC/DC變換模塊和橋式同步整流模塊各個功率開關管的工作邏輯時序圖，其中推挽升壓上管MOSl和推挽升壓下管M0S2的驅動波為相互交替的SPWM驅動，橋式同步整流模塊的功率開關管M0S11、功率開關管M0S12的驅動波與推挽升壓下管M0S2的SPWM驅動互補，橋式同步整流模塊的功率開關管M0S21、功率開關管M0S22的驅動波與推挽升壓上管MOSl的SP麗驅動互補。
[0032]推挽升壓式DC/DC變換模塊與橋式同步整流模塊的工作過程分為可循環的四個工作區間:
[I]在[to, tl]時段:
推挽升壓上管MOSl保持關斷狀態；
——推挽升壓下管M0S2在t0時刻關斷并保持關斷狀態；
——橋式同步整流模塊功率開關管MOSll和功率開關管M0S12在t0時刻導通并保持導通狀態；
——橋式同步整流模塊功率開關管M0S21和功率開關管M0S22保持導通狀態。
[0033]因推挽升壓上管MOSl和推挽升壓下管M0S2均處于關斷狀態，則變壓器的次級輸出端電壓為零，而同步整流模塊的功率開關管MOSll和功率開關管M0S12在t0時刻導通，實現零電壓開通，為下階段的能量傳遞提前做好準備。
[0034][2]在[tl, t2]時段:
——推挽升壓上管MOSl在tl時刻導通并保持導通狀態；
——推挽升壓下管M0S2保持關斷狀態；
——橋式同步整流模塊功率開關管MOSll和功率開關管M0S12保持導通狀態；
——橋式同步整流模塊功率開關管M0S21和功率開關管M0S22在tl時刻關斷并保持關斷狀態。
[0035]推挽升壓上管MOSl在tl時刻導通時，相應的橋式同步整流模塊功率開關管MOSll和功率開關管M0S12超前于推挽升壓上管MOSl在t0時刻導通，輸入直流電通過推挽升壓上管MOSl及橋式同步整流模功率開關管MOSl 1、M0S12進行正向升壓整流，輸出高頻直流脈沖電壓。
[0036]因推挽升壓下管M0S2在tft2時段保持關斷狀態，則橋式同步整流模塊的負向整流電路電流為零，而橋式同步整流模塊功率開關管M0S21和功率開關管M0S22在tl時刻關斷，實現零電流關斷。
[0037] [3]在[t2, t3]時段:
——推挽升壓上管MOSl在t2時刻關斷并保持關斷狀態；
——推挽升壓下管M0S2保持關斷狀態；
——橋式同步整流模塊功率開關管M0S11和功率開關管M0S12保持導通狀態；
——橋式同步整流模塊功率開關管M0S21和功率開關管M0S22在t2時刻導通并保持導通狀態。
[0038]因推挽升壓上管MOSl和推挽升壓下管M0S2均處于關斷狀態，則變壓器的次級輸出端電壓為零，而同步整流模塊的功率開關管M0S21和功率開關管M0S22在t2時刻導通，實現零電壓開通，為下階段的能量傳遞提前做好準備。
[0039][4]在[t3, t4]時段:
推挽升壓上管MOSl保持關斷狀態；
——推挽升壓下管M0S2在t3時刻導通并保持導通狀態；
——橋式同步整流模塊功率開關管MOSll和功率開關管M0S12在t3時刻關斷并保持關斷狀態； ——橋式同步整流模塊功率開關管M0S21和功率開關管M0S22保持導通狀態。
[0040]推挽升壓下管M0S2在t3時刻導通時，相應的橋式同步整流模塊功率開關管M0S21和功率開關管M0S22超前于推挽升壓下管M0S2在t2時刻導通，輸入直流電通過推挽升壓下管M0S2及橋式同步整流模塊功率開關管M0S21、M0S22進行負向升壓整流，輸出高頻直流脈沖電壓。
[0041]因推挽升壓上管MOSl在t3、4時段保持關斷狀態，則橋式同步整流模塊的正向整流電路電流為零，而橋式同步整流模塊功率開關管MOSll和功率開關管M0S12在t3時刻關斷，實現零電流關斷。
[0042]其中，t(Tt4為高頻鏈逆變器的一個升壓整流工作循環控制周期，在推挽升壓式DC/DC變換模塊與橋式同步整流模塊之間的邏輯時序上實現橋式同步整流模塊的功率開關管處于零電壓開通零電流關斷的軟開關工作模式。
[0043]以上所述僅為本發明的較佳實施例而已，對本發明的目的、技術方案和優點進行了進一步詳細說明，并不用以限制本發明，凡在本發明的精神和原則之內，所作的任何修改、等同替換、改進等，均應包含在本發明的保護范圍之內。
【權利要求】
1.一種高頻鏈逆變器的軟開關控制方法，所述高頻鏈逆變器的主回路包括依次連接的DC/DC變換模塊、同步整流模塊、極性選擇模塊和LC低通濾波器，所述高頻鏈逆變器的主回路還設有一驅動控制模塊，分別連接至DC/DC變換模塊、同步整流模塊和極性選擇模塊，其特征在于: 所述驅動控制模塊產生兩組交替的SPWM驅動波分別送至DC/DC變換模塊的正向功率開關管和負向功率開關管； 所述驅動控制模塊產生與所述兩組SPWM驅動波互補的兩組驅動波分別送至對應的同步整流模塊的正向功率開關管和負向功率開關管； 所述驅動控制模塊還產生兩組互補的工頻驅動波送至極性選擇模塊； 所述方法具體為控制同步整流模塊的正向功率開關管超前于所述DC/DC變換模塊的正向功率開關管開通，滯后于所述DC/DC變換模塊的正向功率開關管關斷；控制所述同步整流模塊的負向功率開關管超前于所述DC/DC變換模塊的負向功率開關管開通，滯后于所述DC/DC變換模塊的負向功率開關管關斷，實現同步整流模塊的功率開關管處于零電壓開通零電流關斷的軟開關工作模式。
2.根據權利要求1所述的高頻鏈逆變器的軟開關控制方法，其特征在于:所述的傳送至DC/DC變換模塊的正向功率開關管和負向功率開關管的兩組SPWM驅動波，是將一組完整的SPWM驅動波交替拆分產生。
3.根據權利要求1所述的高頻鏈逆變器的軟開關控制方法，其特征在于:所述DC/DC變換模塊為推挽升壓式DC/DC變換模塊，所述同步整流模塊為橋式同步整流模塊。
4.根據權利要求3所述的高頻鏈逆變器的軟開關控制方法，其特征在于:所述推挽升壓式DC/DC變換模塊包括串聯連接的推挽升壓上管、鉗位電容、推挽升壓下管，還包括一變壓器，所述推挽升壓上管為DC/DC變換模塊的正向功率開關管，推挽升壓下管為DC/DC變換模塊的負向功率開關管，所述推挽升壓上管的源極接鉗位電容一端及變壓器的第二初級繞組同名端，所述推挽升壓管上管的漏極接變壓器的第一初級繞組異名端，所述推挽升壓管下管的漏極接鉗位電容另一端及變壓器的第一初級繞組同名端，所述推挽升壓管下管的源極接變壓器的第二初級繞組異名端。
5.根據權利要求4所述的高頻鏈逆變器的軟開關控制方法，其特征在于:所述橋式同步整流模塊由第一功率開關管組和第二功率開關管組并聯連接而成；所述第一功率開關管組由第一功率開關管和第二功率開關管串聯連接而成，第二功率開關管組由第三功率開關管和第四功率開關管串聯連接而成，其中第一功率開關管和第四功率開關管均為正向功率開關管，第二功率開關管和第三功率開關管均為負向功率開關管，所述第一功率開關管的漏極和第三功率開關管的漏極相連接作為橋式同步整流模塊的一輸出端，所述第二功率開關管的源極和第四功率開關管的源極相連接作為橋式同步整流模塊的另一輸出端，所述第一功率開關管的源極接至第二功率開關管的漏極及變壓器的次級繞組的一端作為橋式同步整流模塊的一輸入端，所述第三功率開關管的源極接至第四功率開關管的漏極及變壓器的次級繞組的另一端作為橋式同步整流模塊的另一輸入端。
6.根據權利要求1所述的高頻鏈逆變器的軟開關控制方法，其特征在于:所述極性選擇模塊第三功率開關管組和第四功率開關管組并聯連接而成；所述第三功率開關管組由第五功率開關管和第六功率開關管串聯連接而成，第四功率開關管組由第七功率開關管和第八功率開關管串聯連接而成，所述第五功率開關管和第六功率開關管的連接點以及第七功率開關管和第八功率開關管的連接點分別作為極性選擇模塊的輸出端；所述的第五功率開關管和第七功率開關管的連接點作為極性選擇模塊的第一輸入端，第六功率開關管和第八功率開關管的連接點作為極性選擇模塊的第二輸入端。
7.根據權利要求5所述的高頻鏈逆變器的軟開關控制方法，其特征在于:所述推挽升壓式DC/DC變換模塊與橋式同步整流模塊的工作過程分為可循環的四個階段: 第一階段:推挽升壓上管處于關斷狀態，推挽升壓下管在第一階段起始時刻關斷，第二功率開關管和第三功率開關管均處于導通狀態，第一功率開關管和第四功率開關管在第一階段起始時刻導通，導通時刻電壓為零，實現零電壓開通； 第二階段:推挽升壓上管在第二階段起始時刻導通，推挽升壓下管保持關斷，第一功率開關管和第四功率開關管保持導通，第二功率開關管和第三功率開關管在第二階段起始時刻關斷，關斷電流為零，實現零電流關斷； 第三階段:推挽升壓上管在第三階段起始時刻關斷，推挽升壓下管保持關斷，第一功率開關管和第四功率開關管保持導通，第二功率開關管和第三功率開關管在第三階段起始時刻導通，導通時刻電壓為零，實現零電壓開通； 第四階段:推挽升壓上管保持關斷，推挽升壓下管在第四階段起始時刻導通，第二功率開關管和第三功率開關管保持導通，第一功率開關管和第四功率開關管在第四階段起始時刻關斷，關斷時刻電流為零 ，實現零電流關斷。
【文檔編號】H02M7/217GK103701353SQ201310555137
【公開日】2014年4月2日 申請日期:2013年11月11日 優先權日:2013年11月11日
【發明者】魏圖明, 陳成輝, 陳四雄, 曾奕彰, 鐘偉龍 申請人:漳州科華技術有限責任公司