用于場效應功率管柵極驅動的低功耗電荷泵的制作方法

專利名稱：用于場效應功率管柵極驅動的低功耗電荷泵的制作方法
技術領域：
本發明涉及一種微功耗電荷泵電路，它用來驅動場效應晶體管的柵極電壓。電荷泵電路被用來驅動場效應晶體管的柵極電壓至超過電源電壓的電平。通常情況下，該電路已被用于驅動場效應晶體管，以便將功率切換為電子負載。例如，在便攜式計算機應用中，場效應功率晶體管被用來切換外部設備，如磁盤驅動器和顯示器。
背景技術：
在這些和其他應用程序中，當場效應晶體管的漏極與電源電壓耦合時，外圍設備與場效應開關的電源耦合。當一個場效應晶體管開關以這種方式(作為一個所謂的“高”驅動)被耦合時，驅動開關的柵極電壓超過電源電壓并用來充分打開和提高開關是可取的。用來驅動場效應晶體管開關的電荷泵電路通常采用振蕩器結合小數量的電容器來倍增或提升電源電壓至更高的柵極電壓。在許多應用中，這種類型電路的功耗通常是負荷或場效應晶體管開關本身的功耗。例如，當被切換的負載電流可能是大約幾安培時，電荷泵電路的工作電流可能在幾個毫安的范圍內。因此，電荷泵電路的功率效率本身通常是關注最少的。然而，在一些電池供電的應用(如筆記型計算機應用)中，電荷泵電路的功率效率可能會變成重要的。在這些應用中，電荷泵電路的功率效率可能是決定電池是否漏電一個重要的因素，因此，關注充電或更換電池前的電池壽命大小是有必要的。鑒于上述情況，因此需要提供一個高效率的電荷泵電路，它能迅速倍增或提升電源電壓以驅動場效應管的柵極或其他開關電壓至超過電源電壓。

發明內容
本發明的目的是提供一個高效率的電荷泵電路，它能迅速倍增或提升電源電壓以驅動場效應管或其他開關的柵極電壓至超過電源電壓。根據本發明，一個高效率的電路和方法被提供來給場效應晶體管(場效應管)的基極(比如MOS管)充電至一個提升電壓至超過電源電壓。該電路和方法，使用一個電容電壓倍增電路，由一個可變頻率振蕩器驅動，從而產生一個柵極電壓(被提升至超過電源電壓)。當該場效應管第一次被打開(加上一個柵極電壓)時，振蕩器以第一速率迅速驅動倍增器，從而以第一速率迅速提升晶體管的柵極電壓至超過電源電壓。場效應管的狀態被監測(如通過監測晶體管的柵極電壓)，且當那個狀態或柵極電壓達到一個頻率開關狀態或電壓時，振蕩器的振蕩頻率相應地被減小至一個低于第一頻率的第二頻率。所選擇的第二頻率足夠繼續以一個較低的速率提升柵極電壓，來維持柵極電壓超過電源電壓。當場效應晶體管被驅動時，振動頻率的減少明顯降低電路的功耗。對比文獻，發明專利:一種電荷泵升壓電路，申請號:200910228733.X


在考慮以下詳細描述的情況下，本發明的上述和其他目的及優勢將是顯而易見的，同時結合相應的附圖，其中處處相似的參考特征對應相似的部件，且其中:圖1是本發明電荷泵電路的一個框圖；圖2A-C分別為了圖1所示電荷泵電路顯示柵極電壓的說明圖，振蕩器頻率和電流消耗，所有對應的時間；圖3是本發明電荷泵電路具體示例的一個框圖和電路圖；圖4是一個圖3電路的更詳細的電路圖；圖5是本發明的P極CMOS集成電路具體實施的簡化電路圖。
具體實施例方式圖1是本發明電荷泵電路10的一個框圖。如圖1所示，電荷泵驅動電路10驅動場效應管5的柵極5a，它作為一個阻抗高側開關來為負載4與場效應管5的源極5b相連接提供功率。電荷泵電路10包括電壓倍增電路15，它控制一個電壓作用到場效應管5的基極且打開和關閉晶體管。當柵極電壓超過晶體管柵極電壓的閾值時，場效應管5處于關閉狀態。雖然柵極電壓大于閾值電壓足以打開場效應管，通過打開晶體管來應用超過電源電壓Vs的柵極電壓。應用這種高柵極電壓導致場效應管5更難被打開，在這里它更有效地工作并能提供比其他有可能的更大的電流。本發明，如在下面進一步描述，允許這樣的柵極電壓被有效地產生，使得電荷泵電路可以在微功率條件下工作。圖1中的電壓倍增電路15由振蕩器20驅動。振蕩器20產生振蕩波形來引起倍增器電路15產生一個電壓，Ve，它超過電源電壓Vs。反過來，振蕩器20的輸出頻率由頻率控制電路25控制，該電路通過終端21，提供一個頻率控制信號Sra給振蕩器20。該電路的體現，如圖1所示，控制信號Sra由頻率控制電路25，模式開關30和柵極電壓檢測電路35相結合所產生。控制信號Ston的狀態或值——因此，振蕩器20的振蕩頻率——由模式開關30的狀態決定。當模式開關30處于第一狀態時,控制信號Scon取第一個值Scom。當模式開關30處于第二狀態時，控制信號Sra取第二個值SroN2。狀態模式開關30是確定的，反過來，由柵極電壓檢測電路35的監測，模式開關30的狀態由檢測電路35的柵極電壓決定，正如以下所述，該電路控制場效應管5的工作狀態。電路圖1工作如下。當電路10第一次被打開時，場效應管5的柵極電壓開始是低的。這由柵極電壓檢測器35檢測，它引起頻率控制電路25產生控制信號Sam,反過來，弓丨起振蕩器20在第一個高頻率下開始工作。頻率是一個很高的頻率(例如，400-600千赫)，被選來使電壓倍增電路15開始以第一速率迅速提升場效應管的柵極電壓至超過電源電壓。這一迅速提高的柵極電壓使得場效應管5快速地打開。因為該高頻率，其中振蕩器20開始工作來產生一個迅速提高的柵極電壓Ve，所以電壓倍增電路15和振蕩器20流入相對大量的功率。要降低功率消耗，根據本發明，當柵極電壓Ve達到頻率切換電壓(“VFSW”)時，柵極電壓檢測電路35，模式開關30和頻率控制電路25工作來將振蕩器20的工作頻率切換至第二頻率f2。VFSW是被選來的，高到足以確保場效應管5已經足夠難和快地被驅動至增強。當柵極電壓Vs達到Vfsw時，柵極電壓檢測器10產生一個信號來引起模式開關30切換狀態。模式開關30，反過來，引起頻率控制電路25產生控制信號Sra2，從而使得振蕩器20產生頻率f2的振蕩。頻率f2被選為低于頻率f!(例如，100-200千赫)，但仍足以提升柵極電壓Ve至超過Vs。振蕩器20在該頻率下振蕩可以控制使用一個電壓或電流信號，或任何其他類型的能夠修改振蕩器20工作頻率的控制信號。因此，振蕩器20可以是一個電流控制振蕩器或電壓控制振蕩器，或一些其他類型的能夠提供多元化頻率給電壓倍增電路15的振蕩器。圖2A-2C是為了顯示圖1中電路10的基極5a(圖2A)的電壓Ve說明圖，振蕩器20 (圖2B)的振蕩頻率和電荷泵電流消耗(圖2C)，所有對應的時間。如圖2A所示，在T1時，電路10的柵極電壓Ve達到電源電壓Vs (通常是在電路10第一次打開幾微秒后)，然后在!^與^之間以某一速率(至少部分由振蕩器20的振蕩頻率決定)迅速增加至超過這個電壓(區域31b)(如圖2B所示，T2之前的頻率f\)。當柵極電壓Ve在T2時刻達到頻率切換電壓VFSW(見圖2A)時，柵極電壓檢測電路35檢測和發送信號到模式開關30，表明振蕩器20的頻率應減少至值f2。如圖2B所示，此振蕩器20切換至頻率f2發生在T2時刻。振蕩器頻率降低的影響如圖2A和2C顯示。圖2A表明，振蕩器在T2時刻頻率的降低使柵極電壓Ve不斷上升，但是現在處于一個降低的速率(見區31c)。然而，電流(或者功率)消耗已大大減少，如圖2(見區33c)。然而，柵極電壓Vg足夠接近其最后的電荷泵值(Vcp)，以便有利于驅動以至增強場效應管5。本發明的另一特點是，電荷泵電路10能夠驅動各種場效應管開關而不需要修改或改變電荷泵電路元件。本發明的該特點歸因于電路35，它監測場效應管開關的柵極電壓。柵極電壓檢測電路35能夠確保柵極電壓(不依賴場效應管開關的特定特性)在振蕩器驅動頻率降低之前是適當的，以節省功率。該柵極電壓電平內置于電荷泵電路，使得交流功率開關并不一定需要修改或改變電荷泵電路元件。雖然圖1顯示模式開關30由柵極電壓檢測電路35控制，其他電路可用于提供這種控制，這將由行業內的技術人員所欣賞。

例如，模式開關30可以由基本上任何其他類型的電路(傳統結構)控制，它能夠監控場效應管5的工作狀態且發送一個信號給模式開關30，這表明振蕩器的工作頻率可以被減少。正如本文所使用的，術語“工作狀態”被用來定義指場效應管5的一組特定電壓參數(例如，柵極電壓超過頻率切換值，源漏電壓或源漏電流超過頻率切換值，或其組合)。因此，而不是或除了檢測場效應管5的柵極電壓，一個檢測電路也可被耦合來感應場效應管5的電壓源或漏極終端或那些終端之間的電壓。或者，一個檢測電路可以被用來感應場效應管5產生的電流(如傳統的電阻或與場效應管串聯的其他阻抗及其產生電流用于感應電壓的負載)。作為另一個選擇，檢測電路可以被連接來感應通過耦合到場效應管5上的負載的電壓或電流。此外，雖然圖1顯示三個分立的功能模塊，分別為頻率控制電路25，模式開關30和柵極電壓檢測器35，這三個功能模塊也可以合并或凝聚成一個單一的模塊或電路，來監控場效應管開關5的工作狀態,且相應地控制振蕩器20的振蕩頻率。此外，雖然圖1顯示一個應用，其中電荷泵電路10被用作一個高側場效應管驅動器，行業內的技術人員將意識到本發明電荷泵電路的其他應用的使用。例如，電荷泵電路10可作為一個低側場效應管驅動器(即，其中場效應管被連接到負荷的低側)。雖然圖1顯示了一個電壓倍增電路，它倍增或提升電源電壓至更高的電壓，當節能電路用來提供反向或分電壓時，在電壓倍增電路15適當修改的同時，充電泵電路10也可以被使用。圖3是如圖1所示的本發明電荷泵電路的典型示例的一個更詳細模塊和電路圖的。如圖3所示，電荷泵電路包括，正如結合圖1所討論的，電壓倍增電路15，模式開關30和柵極電壓檢測電路35。在圖3中，振蕩器20A是一個電流控制振蕩器，它由控制電流發生器25A產生的電流信號Ira控制。圖3的電荷泵電路驅動場效應管5的基極5a，它將源極5b連接到圖1所示的負載高側。圖3的電壓倍增電路15是一個振蕩器驅動電容倍增電路。電壓倍增電路15包括反相器56和60，它們由電流控制振蕩器20淘汰(Q和Q’)。振蕩器20的頻率振蕩器由和圖1控制信號的幅度一樣的電流信號Icon的控制。反相器56和60的輸出端分別稱合和驅動電荷泵電容器59和66。如圖所示，這些電容器連接到二極管63，64和65，在二極管65的陰極產生一個電壓Ve，它高于電源電壓Vs。這個電壓升壓或相乘得到如下。在反相器56的低和高循環過程中，節點A(在連接到電容器59的反相器56輸出端)的電壓分別在零(低)和接近(一個二極管降壓遠遠低于)VS(高)之間循環。另一方面，因為當反相器56的輸出端變高時，二極管63關閉，所以電容59 (在節點B)的另一側分別在接近Vs的電壓與和一個約為2VS的提升電壓之間循環。同樣，在反相器60在低和高循環過程中(正如所討論的，它與反相器56的循環異向)電壓反相器60 (在節點C)的電壓分別在零和Vs之間循環。另一方面，因為如上所述，電容器59，產生一個約2VS的提升電壓，所以二極管64(節點D)的陰極電壓在約2%和3%之間循環(忽略二極管壓降)。因此，電壓倍增電路15的柵極5a上的電壓Ve達到一個約3VS的提升電平。只要電壓倍增電路15的漏極電流與有關電荷量相比是微不足道的，則柵極5a上的電壓可以被充電且保持在一個約3VS的電平。圖4顯示了圖3的一個更詳細的電路圖。如圖4所示，電壓倍增電路15的反相器56和60分別為由CMOS晶體管對57/58和61/62組成。控制電流發生器25A包括電流源76和電流源77，它們向電流控制振蕩器20提供控制電流Ira的兩個狀態由場效應管74的狀態決定。模式開關30包括比較器86，而柵極電壓檢測電路35包括兩個二極管連接NMOS管91和92以及電流源93。如圖4所示的電流控制振蕩器20A由一個控制電流發生器25A驅動。被傳遞至振蕩器20A的控制端71的控制電流ΙωΝ的規模決定了振蕩器20的振蕩頻率。就本具體體現而言，控制電流Ira將是I1，或Vi2，它分別取決于場效應管74是開啟還是關閉。電流i1;i2分別由電流源76和77提供。場效應管74，它決定了控制電流源77是否產生控制電流Icw，反過來由模式開關30控制，它有一個輸出端87連接到場效應管74的柵極74a。模式開關30的輸出端87出自比較器86，它有一個輸入端88連接到電源電壓Vs，且一個第二輸入端89連接到柵極電壓檢測電路35 (它監控場效應管5柵極5a的電壓)。當輸入端89的電壓超過電壓比較器86輸入端88的電壓時,場效應管74關閉。就本具體體現而言，柵極電壓檢測電路35由兩個二極管連接NMOS晶體管91和92，還有電流源93組成，它提供了一個小的偏置電流至晶體管二極管91和92。由于高電壓(約是\的3倍)將出現在場效應管5的柵極處，晶體管二極管91和92將它們各自的P阱91a和92a接地，以確源-漏結是反向偏置和具有嚴重體效應的。晶體管二極管91和92分別有電壓降通過它們，大約與電源電壓Vs的平方根成正比(因為它們是嚴重體效應的)。因此，總壓降通過晶體管二極管91和92的結合體，大約為電源電壓Vs平方根的2倍。因此，當場效應管5基極5a上電壓達到約為電源電壓Vs+電源電壓Vs平方根的2倍時，模式開關30將晶體管74關閉。在晶體管74被關閉之后，控制電流Icmn從一個等于的值切換為一個等于I1的值。當場效應管5柵極5a上的電壓達到約電源電壓Vs+電源電壓Vs平方根的2倍時，Icon的這一變化降低了振蕩器20A的振蕩頻率以節省功率。如圖3所示，雖然柵極電壓檢測電路35由兩個二極管連接的NMOS晶體管組成，這將是顯而易見的，其他電路可以被用來監測柵極電壓Ve且提供一個輸入到比較器86末端89。例如，柵極電壓檢測電路35可由一個低損耗的齊納二極管組成，該二極管具有一個擊穿電壓范圍，當柵極電壓超過平率切換電壓Vfsw時，它允許場效應管74關閉。圖5A-5C顯示了一個P阱集成電路示例的簡化電路圖，它根據本發明的原則被構造和工作。不根據圖4討論，圖5A-5C的附加功能被解釋如下。圖5A的電路包括電壓倍增電路15A，它提供四倍電壓(忽略二極管壓降)，與圖4的電壓倍增器15相反，它提供三倍電壓。電壓倍增電路15A包括電路16，它有一個額外的電容67- 二極管68對，由反相器56的輸出電壓驅動。因此，由于節點E(反相器56的輸出端)上的電壓在零和Vs之間循環，且如上所述，節點D上的電壓在2VS和3VS之間循環，節點F上的電壓在3VS和4VS之間循環(忽略二極管壓降)。作為一個結果，電壓倍增電路15A基極5a上的電壓Ve達到一個約為4VS的提升電平。雖然電壓倍增電路15A顯不了反相器56和60是由單一的CMOS半導體晶體管對組成的，這些反相器都可以由功率反相器組成以提供更好的開關特性，這將是顯而易見的。在這種情況下，反相器56和60每個都包括兩個串聯的CMOS反相器，Q或Q’被分別使用其中，來驅動第一 CMOS反相器的輸入端，其輸出端被連接來驅動另一個較大的CMOS反相器的輸入端。在圖5A的電路圖中，從二極管連接的NMOS晶體管各有其柵極和漏極連接在一起，來組成一個二極管的陽極，它的源極被連接組成一個二極管的陰極，且它的P阱被連接到晶體管49的漏極，二極管64，65和68則以這種常規方式被最好地制造。這種二極管，雖然有大量的導通電壓(約2伏)，但是提供低損耗且能夠在超過電源電壓Vs (即，電荷泵電壓Vcp)的電壓下工作。二極管63使用現在作用在P阱NMOS晶體管結構(即，二極管連接的NMOS管64的漏極P阱底交界處)上的寄生垂直npn (漏極P阱底)雙極晶體管來被制造。這種二極管結合低導通電壓(約I伏)提供低損耗。此外，雖然沒有在圖5A中被顯示，但是個別齊納二極管，擊穿電壓范圍在20-25伏，以傳統方式最好地被I禹合并聯電荷泵電容59,66和67中的每一個，以提供靜電保護。限流電阻(例如，約5000歐姆)也可被耦合串聯在反相器56、60和電荷泵電容之間以減少電流的流入。就圖5A顯示的本發明的體現而言，電荷泵電容59，66和67最好有一個約18微法的電容容量。如圖5A所示是一個數字接地端，DGND。圖5A的電路圖由一個電源電壓，Vs，通常范圍是從4.5到18伏特，提供電力。數字接地端DGND被改裝以耦合到一個傳統的電壓調節器(未顯示)上，它提供了一個運行本體現中的P阱CMOS邏輯的傳統調節數字接地電壓。DGND端通常是保持在低于Vs大約5伏的電壓。圖5A的電路圖40是一柵極放電和關機電路。當要被用來關閉場效應管5時，電路40執行兩個功能。首先，電路40使柵極5a接地。其次，電路40產生一個關閉信號(SD)，當場效應管5關閉時，它被用來關閉電壓倍增電路15A和電流控制振蕩器20A以節省功率。(此外，當場效應管5關閉時，DGND端可以通過其他控制電路(未顯示)被連接到電源電壓Vs,例如一個常規PMOS開關，它的源極連接到Vs上和它的漏極連接到DGND端，以進一步確保本體現的CMOS邏輯電路在電源處于關閉狀態的情況下不消耗功率。)圖5B中柵極放電和關機電路40的電路圖。電路40包括NMOS開關48，其漏極48a通過終端42連接到柵極5a且源極48接地。NMOS開關48的柵極48c由一個邏輯信號LS (通過圖5A和5B中的終端41被提供)控制，當要被用來關閉場效應管5時，該信號將NMOS開關48打開。邏輯信號LS實際上可由任何常規控制電路產生。這是可取的，場效應管5由NMOS開關4以某一速率(在正常運行中不產生射頻干擾RFI和電磁干擾EMI)切換。如果需要，一個額外的大NMOS開關(未顯示)，與相應的傳統邏輯電路，在不同的運行條件下，可以串聯NMOS開關48以將柵極5a接地。柵極放電和關機電路40也產生關閉信號SD (圖5A和5C中的終端43)，當LS變高時，它也變高。關閉信號SD出自于CMOS反相器46的輸出端，由晶體管46a和46b組成，由另一個反相器44 (由晶體管44a和44b組成)驅動。CMOS反相器44由通過終端41的邏輯信號LS驅動。如果需要，額外的CMOS反相器(未顯示)，與相應的傳統邏輯電路，可用“或”門與CMOS反相器44邏輯相連產生一個高的關機信號SD以提供自動關機當場效應管5的輸出電路短路或過載。關機信號SD耦合到電壓倍增電路15A的電路45，且同時耦合到電流控制振蕩器20A。電路45是一個CMOS開關，它包括晶體管48和49。為了響應關機信號SD，CMOS開關45電荷泵將二極管63從電源電壓Vs上斷開且將其接地以確保當場效應管5關閉時，功率損耗最小。關機信號SD也以類似的方式被電流控制振蕩器20A使用，更詳細的顯示如圖5C和描述如下。如圖5C所示，圖5A的振蕩器20A包括施密特觸發電路105，反相器115和130，電流開關120和電平移位器135。施密特觸發器105的振蕩頻率是結合控制電流Iton的幅度而設定，該幅度是通過終端71和電容器106的電容量被提供的。施密特觸發電路105包括晶體管107-112且接受一個從電流提供開關120流出的反饋電流IFB。該反饋電流被用來以某一速率給電容器106充電和放電，該速率決定振蕩器20A的振蕩頻率。電流開關120包括晶體管123-126，它由反相器115的輸出端118驅動通過末端121。電流開關120或(I)指示控制電流ΙωΝ通過晶體管123到終端122，反過來，當施密特觸發器輸出端是113高的(即，Ifb = Icon)時，它給電容器106充電，或⑵指示控制電流ΙωΝ通過晶體管125和126到DGND端以使晶體管124打開，從而將反饋終端122連接到DGND端，反過來，當施密特觸發器輸出端113是低的時，將電容106端放電變為DGND端。因此，電流開關120控制電容器106的充電和放電，反過來，控制切換施密特觸發105的狀態。因此，施密特觸發器105的切換頻率由ΙωΝ的幅度和電容器106的電容常量控制。施密特觸發器105，反相器115和電流開關120的結合，在開關120的終端127產生一個振蕩波形q’，其頻率是電流控制的。反過來，振蕩波形q’被用來驅動反相器130，它由晶體管132和133組成，產生波形q (終端131)與q’相位相差180度。波形q和q’在DGND與Vs之間有一個電壓擺動(即，約5伏)。這個電壓擺動通過電平移位器135分別在終端146和147產生波形Q和Q’，而轉換為一個相應更大幅度的電壓擺動，從接地到Vs (約
4.5到18伏)。電平移位器135由晶體管136-139組成。當關閉信號SD變高(圖5C的終端21)時，Q和Q’WVS斷開且接地。這些關閉功能由晶體管141，142和143提供以確保當場效應管5關閉時，功率損耗最小。 就目前的體現而言，在控制電流發生器25A的晶體管74關閉之后，控制電流Ira從i2切換至L最好的是，i2被設為一個約為V倍的值，以便控制電流比例為大約為4比I。因此，當柵極5a上的電壓達到約電源電壓Vs+電源電壓Vs (Vfsw)平方根的2倍時，電流控制振蕩器20A的頻率以因子4降低。當柵極電壓Ve超過Vfsw時，電流控制振蕩器20A的頻率被完美地從約500千赫降低至約125千赫，同時控制電流Iew從約8-10微安降低至2.5微安時。就目前的體現而言，電容106有一個約5皮法的電容常量。使用低漏電，緊湊電容結構，配合高效的CMOS反相器來構造圖5A-5C中的柵極電荷泵電路事可取的，這對專業領域內的技術人員來說將是顯而易見的。這種低泄漏電路，雖然對于柵極電荷泵電路的基本操作是不需要的，但是可以實現更高的效率。這些電路與那些被使用在其它高性能CMOS電路(例如，斬波穩定放大器和微十六進制翻譯電路)中的電路是類似的。因此，我們可以看到，在微功耗條件下，一個柵極電荷泵電路已經被公開使用來驅動場效應管開關。行業內的技術人員知道，該具體實現方法只是為了說明，并不是為了限制本發明的范疇。
權利要求
1.一種用于場效應功率管柵極驅動的低功耗電荷泵，該電路包括: 一個電容式電壓倍增器具有一個用來接收振蕩信號的輸入端和一個產生提升電壓的輸出端，倍增器運行來將提升電壓以某一速率(至少部分取決于振蕩信號頻率)增加至超過電源電壓； 一個振蕩器與倍增器耦合，以第一頻率或另一個較低頻率產生振蕩信號來響應控制信號的接收，第一及第二頻率分別以第一第二速率將提升電壓增加至超出電源電壓； 耦合裝置感應場效應晶體管的柵極電壓，相應地產生控制信號，以便于當柵極電壓小于頻率切換電壓時，振蕩器以第一頻率產生振蕩信號，且當柵極電壓超過頻率切換電壓時，振蕩器以第二頻率產生振蕩信號，即當柵極電壓超過頻率切換電壓時，電路的功耗降低； 振蕩器包括一個電流控制振蕩器且控制信號是電流形式的； 電壓傳感裝置包括一個電壓比較器。
2.一個將場效應晶體管的柵極充電至提升電壓(超過電源電壓)的方法，該方法包括步驟: 產生一個提升電壓來響應以某一頻率的信號振蕩，該提升電壓以某一速率(至少部分由振蕩信號的振蕩頻率決定)增加至超過電源電壓； 以第一頻率或一個較低第二頻率產生振蕩頻率來響應控制信號，第一及第二頻率分別以第一第二速率將提升電壓增加至超過電源電壓； 感應場效應晶體管的柵極電壓以產生控制信號，當所述柵極電壓小于頻率切換電壓時，它使振蕩器產生第一頻率的振蕩信號，而當柵極電壓超過頻率切換電壓時，它使振蕩器產生第二頻率的振 蕩信號，即當柵極電壓超過頻率切換電壓時，產生功耗降低； 控制信號是電流信號；且電壓感應步驟，還包括將柵極電壓與預定電壓作比較。
3.一種用于場效應功率管柵極驅動的低功耗電荷泵，該電路包括: 用來產生提升電壓以響應振蕩信號接收的電壓倍增裝置，所述裝置運行以便于提升電壓以某一速率(至少部分由振蕩信號振蕩頻率決定)增加至超過電源電壓； 振蕩裝置用來產生第一頻率或另一個較低頻率(由控制信號選擇)的振蕩信號，所述第一及第二頻率分別以第一第二速率將電壓倍增器產生的提升電壓增加至超出電源電壓； 感應場效應晶體管柵極電壓的耦合裝置，相應地產生控制信號，當柵極電壓小于頻率切換電壓時，它使振蕩裝置產生的第一頻率，而當柵極電壓超過頻率切換電壓時，它使振蕩裝置產生第二頻率，即當柵極電壓超過頻率切換電壓時，產生電路的功耗降低； 該振蕩裝置包括一個電流控制振蕩器，其中控制信號是電流信號；且 電壓感應裝置包括一個電壓比較器。
4.一種改進的方法通過運行電荷泵電路作用到將場效應管柵極的電壓提升至超過電源電壓，該電荷泵電路包括一個電容倍增器，它產生提升電壓以響應與倍增器耦合的振蕩信號，該方法的改進包括以下步驟: 最初產生的第一頻率的振蕩信號，是為了使柵極電壓以第一速率提升至超過電源電壓； 且當該晶體管的柵極電壓已初步足夠提升時，產生第二頻率的振蕩信號，該第二頻率低于第一頻率以達到降低電路功耗的目的，且使柵極電壓以第二速率(足以至少維持柵極電壓超過電源電壓)增加至超過電源電壓； 當那個電壓達到一個值(在其預期的運行條件下，該值引起晶體管驅動并增強)時，該柵極電壓已經足夠提升。
5.一個改善后的用于場效應功率管柵極驅動的低功耗電荷泵用來將作用到場效應晶體管柵極的電壓提升至超過電源電壓，該電路包括一個電容倍增器，它用作產生提升電壓來響應與倍增器耦合的振蕩信號，提升速率至少部分取決于振蕩信號的頻率，該電路的改善包括: 一個可變頻率振蕩器，它用來產生第一頻率的振蕩信號并以第一速率提升柵極電壓； 當柵極電壓已初步足夠提升時，裝置用來檢測； 且裝置響應所述檢測裝置，是為了當所述柵極電壓已初步充分提升至將所述頻率變為低于第一頻率的第二頻率時，產生控制信號，所述第二頻率被選擇用來降低電路功耗和以第二速率(至少足以維持提升電壓高于電源電壓)提升柵極電壓。
6.一種用于場效應功率管柵極驅動的低功耗電荷泵，其中的晶體管有多個工作狀態，每個狀態對應晶體管的一個特定電流-電壓特性，該電路包括: 一個振蕩器用來產生一個至少以第一及第二頻率振蕩的信號，它被選來響應所述振蕩器接收到的控制信號； 電荷泵電壓倍增器與電源電壓耦合，該倍增器具有一個輸入耦合用來接收振蕩信號和輸出耦合用來產生晶體管柵極的提升電壓，該倍增器運行，使得提升電壓以某一速率(至少部分取決于振蕩信號的頻率)增加至超過電源電壓； 裝置用來檢測晶體管的運行狀態，且當晶體管處于第一工作狀態，以第一速率將柵極電壓提升至超過電源電壓時，相應地產生控制信號引起振蕩器產生第一頻率的振蕩信號，當晶體管處于第二工作狀態，以第二速率將電壓提升至超過電源電壓時，產生低于所述第一頻率的第二頻率振蕩信號，即當晶體管處于第二工作狀態時，電路的功耗降低。
7.根據權利要求6所述的一種用于場效應功率管柵極驅動的低功耗電荷泵，其特征是: 振蕩器包括一個電流控制振蕩器，其中控制信號是一個電流信號； 且工作狀態檢測裝置包括一個電壓比較器； 運行狀態檢測裝置監測晶體管的柵極電壓，其中晶體管柵極的第二工作狀態包括一個柵極電壓(預定范圍超過最低預定電壓值)； 電荷泵電壓倍增器包括兩個電荷泵電容器和兩個逆變器，它們通過振蕩信號互相異相驅動，其中每個逆變器的輸出端分別與每一個不同的電荷泵電容器耦合； 當柵極電壓低于預定的最低電壓值時，控制電流信號具有第一電流值，而當柵極電壓超過預定的最低電壓值時，控制電流信號具有第二電流值； 工作狀態檢測裝置包括至少兩個二極管連接的NMOS晶體管且其相應P端接地，其中晶體管串聯連接一個電流源，用來給晶體管二極管提供一個小偏置電流。
8.根據權利要求6所述的一種用于場效應功率管柵極驅動的低功耗電荷泵，其特征是:工作狀態檢測裝置監測通過晶體管的電流，其中晶體管的第二工作狀態包括一個晶體管電流(預定范圍的超過最低預定電流值)。
全文摘要
用于場效應功率管柵極驅動的低功耗電荷泵，本發明提供一個用來將晶體管開關的柵極充電至電荷泵浦電壓(超過電源電壓)的高功耗電路。該電路包括一個電流控制振蕩器，它產生一個振蕩波形來驅動電容式電荷泵電路。該電路監測晶體管開關的柵極電壓且降低振蕩波形的頻率，從而降低功耗，當柵極電壓超過開關頻率時，表示該晶體管開關已足夠使電路進入微功耗模式。
文檔編號H02M3/07GK103199696SQ20131014786
公開日2013年7月10日 申請日期2013年4月24日 優先權日2013年4月24日
發明者包興坤 申請人:蘇州硅智源微電子有限公司