電源控制器的制造方法
【專利摘要】示范性實施例涉及電力控制器。方法可包含將包括經放大誤差電壓與參考電壓的總和的總和電壓與估計電壓進行比較以產生比較器輸出信號。所述方法還可包含從所述比較器輸出信號產生門驅動信號以及對耦合到功率級的信號進行濾波以產生所述估計電壓。
【專利說明】電源控制器
【技術領域】
[0001]本發明大體上涉及電源，且更具體來說涉及與開關模式電源的控制器相關的系統、裝置和方法。
【背景技術】
[0002]關于開關模式電源控制器，從負載暫態快速恢復、最小化輸出濾波器大小和簡單的實施是至關重要的。這些問題在為移動裝置、消費者電子裝置和消耗從不到一瓦特到幾百瓦特的電力的眾多其它應用供電的低功率高容量系統中是尤其重要的。常規的滯后實施遭受大的電流應力以及由過大的能量慣性引起的穩定性相關問題。此外，盡管時間最優的控制器導致經改進的響應，但此類系統的實施所需的硬件對于目標成本敏感的系統仍過于昂貴。結果，主要使用實施線性控制定律的脈寬調制(PWM)控制器，即使所述PWM控制器展現顯著較慢的動態響應且因此需要顯著較大的濾波組件。
[0003]存在針對與電源的控制相關的增強的方法、系統和裝置的需要。
【發明內容】
【專利附圖】
【附圖說明】
[0004]圖1為開關模式電源的框圖。
[0005]圖2A說明開關模式電源內的常規控制器。
[0006]圖2B說明開關模式電源內的常規控制器。
[0007]圖3說明根據本發明的示范性實施例的耦合到控制器的轉換器。
[0008]圖4說明根據本發明的示范性實施例的控制器。
[0009]圖5-10說明根據本發明的示范性實施例的控制器的模擬結果。
[0010]圖11說明根據本發明的示范性實施例的與控制器相關聯的波形。
[0011]圖12說明根據本發明的示范性實施例的與耦合到控制器的降壓功率級相關聯的波形。
[0012]圖13說明根據本發明的示范性實施例的與控制器相關聯的額外波形。
[0013]圖14說明時間誤差。
[0014]圖15說明根據本發明的示范性實施例的耦合到控制器的另一轉換器。
[0015]圖16和17說明根據本發明的示范性實施例的控制器的模擬結果。
[0016]圖18A說明基于4位移位寄存器的偽隨機數據產生器。
[0017]圖18B說明延遲線。
[0018]圖19A說明與穩態中的常規轉換器相關聯的波形。
[0019]圖19B為描繪常規轉換器的輸入電流的頻譜的曲線圖。
[0020]圖20A說明與重復負載暫態下的常規轉換器相關聯的波形。
[0021]圖20B為描繪常規轉換器的輸入電流的頻譜的曲線圖。[0022]圖21A說明根據本發明的示范性實施例的與控制器相關聯的波形。
[0023]圖21B為描繪根據本發明的示范性實施例的控制器的輸入電流的頻譜的曲線圖。
[0024]圖22A說明根據本發明的示范性實施例的與控制器相關聯的額外波形。
[0025]圖22B為描繪根據本發明的示范性實施例的控制器的輸入電流的頻譜的曲線圖。
[0026]圖23-27說明根據本發明的示范性實施例的與控制器相關聯的波形。
[0027]圖28說明比較器的電路圖。
[0028]圖29和30說明根據本發明的示范性實施例的與控制器相關聯的額外波形。
[0029]圖31和32說明根據本發明的示范性實施例的與控制器相關聯的額外波形。
[0030]圖33說明根據本發明的示范性實施例的控制器的芯片上實施方案的框圖。
[0031]圖34說明根據本發明的示范性實施例的另一方法的流程圖。
【具體實施方式】
[0032]希望下文結合附圖闡述的詳細描述作為對本發明的示范性實施例的描述，且并不希望表示可實踐本發明的僅有實施例。貫穿此描述所使用的術語“示范性”意味“充當實例、例子或說明”，且未必應解釋為比其它示范性實施例優選或有利。所述詳細描述出于提供對本發明的示范性實施例的透徹理解的目的而包含特定細節。所屬領域的技術人員將明白，可在無這些特定細節的情況下實踐本發明的示范性實施例。在一些例子中，以框圖形式來展示眾所周知的結構和裝置，以避免模糊本文中呈現的示范性實施例的新穎性。
[0033]圖1說明包含功率級102和控制器104的常規開關模式電源(SMPS) 100。如所述領域的技術人員將理解，關于開關模式電源，從負載暫態快速恢復、最小化輸出濾波器大小和簡單的控制器實施是至關重要的。這些問題在為移動裝置、消費者電子裝置和消耗從不到一瓦特到幾百瓦特的電力的眾多其它應用供電的低功率高容量系統中是尤其重要的。
[0034]作為實施線性比例積分(PI)或比例積分微分(PID)控制定律的主要使用的電壓模式脈寬調制(PWM)控制器的替代，已提出用于開發具有改進的暫態響應的控制器的眾多解決方案。即，已報告多種滯后和時間最優的控制器架構，所述架構產生簡化的實施和改進的負載暫態響應時間。已證明滯后控制器為用于以少數組件獲得快速暫態響應的硬件有效解決方案。此控制器的實現通常需要滯后比較器且在一些情況下需要額外的用于頻率調節的電路，頻率調節可經由閾值變化或經由取樣速率的變化而完成。常規滯后實施方案的主要缺點是過大的電流應力(其需要半導體開關和濾波組件的超裕度設計)以及由過大的能量慣性弓I起的穩定性相關問題。
[0035]此外，在實現單個開關切換動作中的穩態(即，快速恢復時間)的希望下已提出了接近性時間最優控制器。最初，使用二階切換表面(即，幾何控制原理)(其也可與滑動模式控制相關)將時間最優系統開發為模擬解決方案。基于切換表面的控制器界定用于受控物體(即，切換功率轉換器)的一個或一個以上狀態變量(根據狀態值的可能組合)的路徑，且因此強迫所述狀態遵循所述路徑。一階切換表面控制器的最簡單實例為滯后控制器，其中輸出電壓的狀態由比較器的參考值指示。在二階系統中，除了輸出電壓之外，電感器電流也常常受控。受控電感器電流經直接測量或通過測量輸出電容器電流或電壓來估計。
[0036]盡管在多年之前已提出基于二階切換表面的控制器，但其仍未被廣泛采用。這大部分歸因于算法的實施所需的算法的復雜性，使得控制器不適于模擬實現，所述模擬實現已在低功率直流-直流(dc-dc)轉換器中占主導地位。低功率dc-dc轉換器的數字控制的最近進步已實現了基于切換表面的控制器原型的開發，幾乎產生了時間最優響應。相同進步還允許開發替代控制算法以用于基于電容器電荷平衡原理而獲得時間最優響應。
[0037]此外，盡管所呈現的時間最優控制器產生了改進的響應(即，急劇減小了輸出濾波器大小)，但其尚未在低功率dc-dc系統中經廣泛采用。此類系統的實施所需的硬件對于目標成本敏感的系統來說過于昂貴。結果，仍主要使用脈寬調制(PWM)控制器，類似于圖2中所示的PWM控制器106和108。即使PWM控制器展現顯著較低的動態響應且因此需要顯著較大的濾波組件(即，功率電感器L和輸出電容器C)，PWM控制器由于其實施的簡單性而仍為優選解決方案。
[0038]如本文描述的本發明的各種示范性實施例涉及用于開關模式電源內的控制的系統、裝置和方法。應注意，本發明的實施例適用于許多電力轉換拓撲以及信號的非線性或開關模式放大。如本文所描述，示范性實施例可提供改進暫態響應時間(即，改進系統動態)的硬件有效的控制解決方案。根據示范性實施例，控制器可用與電壓模式PWM實現或D類放大所需的硬件相當或甚至更簡單的硬件來實施。此外，示范性實施例可減小SMPS電磁干擾(EMI)，其可為眾多噪聲敏感應用中的極其重要的特征。
[0039]圖3說明根據本發明的示范性實施例的包含控制器302和功率級301的裝置300。控制器302 (其可在本文中稱作一位控制器)包含加法器304、放大器306、加法器308、比較器310、可編程延遲線312、反相器314和低通濾波器316。通過實例，低通濾波器316可包括一階低通濾波器。功率級301包括輸入電壓Vbatt、電感器L、電容器C、負載318、第一晶體管MS ( S卩，主開關)、第二晶體管SR(同步整流器)、門驅動器320及322、以及輸出電壓Vout0
[0040]如圖3中說明，加法器304經配置以接收參考電壓Vref和輸出電壓Vout中的每一者，且響應于其而輸出誤差信號E (t)。放大器306經配置以放大誤差信號E (t)，其接著由加法器308接收。應注意，放大器306可減小裝置301內的誤差。應注意，如果誤差為應用可容忍的，那么可省略放大器306 (即，增益等于I)。加法器308還接收參考電壓Vref，且響應于其而輸出電壓Vcmp，電壓Vcmp提供到比較器310的反相輸入。比較器310的非反相輸入經配置以接收估計電壓Vest，估計電壓Vest是從低通濾波器316輸出。將從比較器310輸出的信號b(t)提供到可編程延遲線312，且將可編程延遲線312的輸出提供到反相器314。反相器314經配置以傳送信號δ (t)，其由低通濾波器316接收。
[0041]應注意，可編程延遲線312、反相器314、比較器310和濾波器316形成功率級的仿真器313,其中在穩態下,濾波器316的輸出處的信號(即，Vest)實質上與輸出電壓Vtjut相同。仿真器313與功率級301 (其在此情況下為二階系統)之間的一個差異在于:仿真器313具有較低階動態，從而允許在所要參考電壓VMf下對估計電壓Vest且因此輸出電壓Vwt的簡化調節。可實現電路的此部分的不同實施，只要表示多項的組合的最終等式保持一致(即，可將一項添加到比較的具有經反相正負號的另一輸入，等等)即可。在此實施方案中，估計電壓Vest實質上類似于所要輸出電壓，通過由比較器310和延遲線312組成的環路而保持在所述電平；可通過適當地按比例縮放所述變量來獲得參考電壓、估計器輸出電壓與轉換器輸出電壓的不同比率。延遲線312可經配置以確定比較器觸發等待時間且因此確定環路的振蕩頻率(即，轉換器切換頻率)。[0042]應進一步注意，從反相器314輸出的信號δ (t)具有與比較器310的輸出b(t)實質上相同的占空比，以及等于為仿真器313提供前饋的輸入電壓Vbatt的振幅。根據一個示范性實施例，信號δ (t)的波形實質上類似于功率級301的切換電壓Vsw。信號δ (t)的波形可受仿真器313以及輸出電壓Vout的擾動兩者的影響。在穩態(S卩，當Vout與Vref之間的差異實質上為零時)下，信號δ (t)的占空比完全由仿真器313確定。在負載暫態與改變輸出電壓Vwt的值的其它擾動期間，占空比信號δ (t)還可受誤差信號E(t)影響，誤差信號E(t)表示所要的參考電壓Vref與輸出電壓Vwt的實際值之間的差異。一發生非零誤差，就放大誤差信號E(t)且將其添加到比較器310的反相輸入。結果，歸因于積分作用而可存在于常規控制器中的補償器等待時間可被消除，信號δ (t)的占空比受影響，且對擾動的實質瞬間反應(即，輸出電壓的快速恢復)實現。應注意，盡管并非需要的，但延遲線312細調控制器302的自激振蕩頻率。應進一步注意，控制器302可包括單極系統，其為本征穩定的。如所屬領域的技術人員將了解，控制器302可比包含補償器的系統快。
[0043]圖4說明控制器352，其為圖3中所示的控制器302的一個預期實施方案。如圖4中說明，控制器352包括濾波器(即，低通濾波器316)(其包括電阻器Rf和電容器Cf)、第一放大器354和第二放大器356。控制器352進一步包含可編程延遲線312，其具有耦合到反相器314的輸出。此外,輸出電壓Vrat和參考電壓Nref可I禹合到第一放大器354,且可將反相器314的輸出提供到功率級(例如，功率級301)的門驅動器。控制器352可進一步包含放大裝置354 (其可用如圖所示的運算放大器來實施)或其它裝置，且在放大并非必要的情況下可僅為比較器356的求和輸入。作為非限制性實例，電阻器Rf可包括IK歐姆電阻器，電阻器R2可包括IM歐姆電阻器，電阻器R3可包括100K歐姆電阻器,且電容器Cf可包括2nF電容器。
[0044]如上文描述，控制器302在穩態中的操作可通過前饋調節振蕩器來調節，其中可數字編程的延遲線312連同RC濾波器316 —起形成功率級的仿真器313。
[0045]圖6-10中展示裝置300的模型(未圖示)的模擬結果，其中功率級301的電感器L包括0.3 μ H，且功率級301的電容器C包括4.7 μ F。參看圖3、4和5，波形362表示濾波器316的電容器Cf處的電壓,波形364表不信號δ (t),且波形366表不輸入電壓Vbatt。應注意，低通濾波器的輸出(即，Vest)(其用信號362描繪)具有近似于輸出電壓Vout以及切換節點處的平均電壓(即，電壓Vswt)的值。
[0046]圖6到9不范針對若干多種輸出電容器和輸入電壓值的控制器302的負載暫態響應，包含其中輸入電壓Vbatt稍微高于輸出電壓Vtjut從而使得電感器轉換速率非常小的情況。具體來說，圖7說明針對IA與3A之間的負載改變且功率級輸出電容器(即，電容器C)的值為4.7 μ F的6V到2V的降壓轉換器的模擬結果。參看圖3、4和7，波形368表示輸出電壓Vrat，波形370表示電感器L中的電流，且波形372表示信號δ (t)。
[0047]圖7說明針對0.68A與2.68A之間的負載改變且功率級輸出電容器(S卩，電容器C)的值為22 μ F的6V到0.9V的降壓轉換器的模擬結果。參看圖3、4和7，波形374表示輸出電壓Vtjut,波形376表不電感器L中的電流,波形378表不信號δ (t),且波形380表不輸入電壓Vbatt。圖8說明針對2V與1.5V之間的階躍輸入電壓改變的降壓轉換器的模擬結果。參看圖3、4和8，波形382表示輸出電壓Vtjut，波形384表示電感器L中的電流，波形386表示信號δ (t)，且波形388表示輸入電壓Vbatt。圖9說明針對3V與6V之間的線性輸入電壓改變的降壓轉換器的模擬結果。參看圖3、4和9，波形390表示輸出電壓Vrat,波形392表不電感器L中的電流,波形394表不信號δ (t),且波形396表不輸入電壓Vbatt。圖10說明針對0.5V與6V之間的輸入電壓Vbatt改變(包含欠壓條件)的0.9V降壓轉換器的模擬結果。參看圖10，波形398表示輸出電壓Vtjut，波形400表示電感器L中的電流，波形402表不信號δ (t),且波形404表不輸入電壓Vbatt。
[0048]在暫態期間，放大器306可實質上瞬間改變比較器310的非反相輸入，從而致使控制器302實質上立即動作且抑制暫態。如所屬領域的技術人員將了解，控制器302可通過單個開關切換動作而恢復到穩態。應注意，所示范的暫態響應與其它接近時間最優解決方案的暫態響應相當且不具有顯著的電流過沖，所述電流過沖可存在于滯后實施方案中。圖8-10中所說明的模擬結果證明:控制器302可能夠快速補償輸入電壓Vbatt的擾動。模擬進一步說明，當在短暫時期內輸入電壓Vbatt降到輸出電壓Vout以下時，控制器302能夠從欠壓條件中恢復。
[0049]現將描述功率級301內的組件的選擇。應注意，將涉及功率級組件的選擇的以下描述是作為實例提供，且示范性實施例可包括任何合適的組件。應注意，對于裝置300，電流和電壓過沖可取決于功率級301的物理約束。因此，功率級組件的選擇可對于適當系統設計、最小化濾波組件的整體大小以及限制半導體和濾波器組件上的應力為關鍵性的。所述選擇是基于能量平衡準則，其中將最大輸出電壓偏差和最大電流應力(即，最大電感器電流差)視為設計約束。作為此分析中的初始點，在電容器C的最大容許電壓偏差期間的能量損失E。的量由下式給出:
[0050]
【權利要求】
1.一種方法，其包括: 將包括誤差電壓與參考電壓的總和的總和電壓與估計電壓進行比較以產生比較器輸出信號； 從所述比較器輸出信號產生門驅動信號；以及 對耦合到功率級的信號進行濾波以產生所述估計電壓。
2.根據權利要求1所述的方法，其進一步包括放大所述誤差電壓，所述誤差電壓包括從所述功率級輸出的電壓與所述參考電壓之間的差。
3.根據權利要求1所述的方法，其進一步包括使所述比較器輸出信號反相以產生所述門驅動信號。
4.根據權利要求1所述的方法，所述對所述信號進行濾波包括對所述門驅動信號進行濾波以產生所述估計電壓。
5.根據權利要求1所述的方法，所述對所述信號進行濾波包括對耦合到所述功率級的切換節點的信號進行濾波以產生所述估計電壓。
6.根據權利要求1所述的方法，其進一步包括對所述誤差電壓與所述參考電壓求和以產生所述總和電壓。
7.根據權利要求1所述的方法，其進一步包括對從所述功率級輸出的電壓與所述參考電壓求和以產生所述誤差電壓。
8.根據權利要求1所述 的方法，其進一步包括使所述比較器輸出信號延遲以產生所述門驅動信號。
9.根據權利要求1所述的方法，所述對所述信號進行濾波包括用低通濾波器對所述信號進行濾波。
10.根據權利要求2所述的方法，所述放大誤差電壓包括放大包括從功率級輸出的電壓與時變信號之間的差的誤差電壓。
11.根據權利要求1所述的方法，所述比較總和電壓包括將包括所述誤差電壓與時變電壓的總和的所述總和電壓與所述估計電壓進行比較，以產生所述比較器輸出信號。
12.—種功率轉換器，其包括: 控制器，其經配置以接收功率級的輸出電壓，所述控制器包括: 比較器，其用于接收估計電壓和包括參考電壓與誤差電壓的總和的總和電壓，并輸出比較器電壓信號；以及 濾波器，其耦合到所述功率級且經配置以產生所述估計電壓。
13.根據權利要求12所述的功率轉換器，其進一步包括放大器，所述放大器具有耦合到所述比較器的輸出且經配置以放大所述誤差電壓，所述誤差電壓包括所述輸出電壓與所述參考電壓之間的差。
14.根據權利要求12所述的功率轉換器，其進一步包括可編程延遲線，所述可編程延遲線具有耦合到所述比較器的輸出的輸入以及耦合到反相器的輸入的輸出。
15.根據權利要求12所述的功率轉換器，其進一步包括耦合到所述比較器的輸出以用于產生門驅動信號的反相器。
16.根據權利要求12所述的功率轉換器，所述濾波器包括低通RC濾波器。
17.根據權利要求12所述的功率轉換器，所述控制器進一步包括用于對所述輸出電壓與所述參考電壓求和以產生所述誤差電壓的加法器。
18.根據權利要求12所述的功率轉換器，所述控制器進一步包括用于對所述誤差電壓與所述參考電壓求和以產生所述總和電壓的加法器。
19.根據權利要求12所述的功率轉換器，所述濾波器具有耦合到由所述比較器產生的門驅動信號的輸入。
20.根據權利要求12所述的功率轉換器，所述濾波器具有耦合到所述功率級的切換節點的輸入。
21.根據權利要求12所述的功率轉換器，所述參考電壓包括時變信號。
22.根據權利要求12所述的功率轉換器，所述控制器包括所述功率級的一階仿真器，且所述功率級包括二階功率級。
23.根據權利要求12所述的功率轉換器，所述一階仿真器包括低通RC濾波器。
24.一種裝置，其包括: 用于將包括誤差電壓與參考電壓的總和的電壓與估計電壓進行比較以產生比較器輸出信號的裝置； 用于從所述比較器輸出信號產生門驅動信號的裝置；以及 用于對耦合到功率級的信號進行濾波以產生所述估計電壓的裝置。
25.根據權利要求24所述的裝置，其進一步包括用于放大所述誤差電壓的裝置，所述誤差電壓包括從所述功率級輸出的電壓與所述參考電壓之間的差。
26.根據權利要求24所述的裝置，其進一步包括用于對所述門驅動信號進行濾波以產生所述估計電壓的裝置。
27.根據權利要求24所述的裝置，其進一步包括用于對耦合到所述功率級的切換節點的信號進行濾波以產生所述估計電壓的裝置。
28.根據權利要求24所述的裝置，所述用于將包括經放大誤差電壓與所述參考電壓的總和的所述電壓與估計電壓進行比較的裝置包括用于將包括經放大誤差電壓與時變電壓的總和的電壓與估計電壓進行比較以產生所述比較器輸出的裝置。
【文檔編號】H02M3/156GK103460581SQ201280016058
【公開日】2013年12月18日 申請日期:2012年3月30日 優先權日:2011年4月1日
【發明者】澤利科·格爾博, 亞歷山大·普羅迪克, 弗朗切斯科·卡羅勃蘭特 申請人:高通股份有限公司