專利名稱：消除噪聲的無極性電源轉換抗干擾電路的制作方法
技術領域：
本發明涉及一種電源轉換電路。
背景技術：
近年來，光伏發電、風力發電、蓄電池供電等交流低壓、直流低壓供電的可再生新能源系統被廣泛使用，提高低壓新能源供電系統的供電效率、供電質量、供電可靠性勢在必行。目前本領域公知電源轉換基本采用:1、交流(AC)輸入，采用全波整流器把輸入交流(AC)電源整流為直流(DC)電源，再進行DC/DC轉換為直流(DC)輸出。此種方案解決了較高輸入電壓交流電源和小功率電源的轉換問題。但在低電壓交流電源輸入和大功率電源轉換時，因為AC/DC整流電路的電壓降較高，而產生很高的功耗，使電源轉換器轉換效率很低。2、直流(DC)輸入，直接進行DC/DC轉換為直流(DC)輸出。此種方案解決了固定設備供電問題。但使用可靠性較低，尤其是在移動性設備，經常需要重新連接輸入電源的設備，一旦出現電源極性接反的情況，就會產生輸入短路事故。因此一些要求可靠性較高的設備，在轉換器輸入端加入直流定向整流電路。在低電壓直電源輸入和大功率電源轉換時，因為直流識別定向整流電路的電壓降較高，而產生很高的功耗，使電源轉換器轉換效率很低。3、為了提高低壓供電效率、降低線路電流一般采用升壓式(BOOST)直流(DC)供電方式。升壓式(BOOST)直流(DC)供電當輸出產生短路故障，輸出電壓低于輸入電壓時BOOST電路功能失效，輸入電源直接對負載短路，大電流(大功率)系統短路保護控制難度很大。以常規整流(識別定向)電路在輸入為低壓新能源電源為例進行說明，輸入電壓Ui=IOV(AC、DC),輸入電流Ii=20A，輸入功率Pi=IOX 20=200ff,整流(識別定向)電路壓降Ud=2V，整流(識別定向)電路耗為:Pd=2X20=40W，輸出功率Po=200_40=160W，其整流(識別定向)效率為:E=160/200=0.8，由此可見常規整流(識別定向)電路在輸入為低壓新能源電源時，功耗很大，效率很低。
發明內容本發明提供一種消除噪聲的無極性電源轉換抗干擾電路，主要解決了現有低壓新能源電源轉換器功耗高、效率低、可靠性差的問題。本發明的具體技術解決方案如下:該消除噪聲的無極性電源轉換抗干擾電路，包括負載，所述負載的輸入端依次通過輸出保護電路、儲能濾波電路、反向隔離電路、VMOS控制電路、續流電感與輸入電源的輸出端連接；所述儲能濾波電路的輸出端通過輸出電流采樣電路和調寬式脈沖控制電路的輸入端連接，所述輸入電源的輸出端通過輸入電流采樣電路和調寬式脈沖控制電路的輸入端連接，調寬式脈沖控制電路的輸出端依次通過驅動信號合成電路和VMOS開關驅動電路與VMOS開關電路的輸入端連接，驅動信號合成電路的輸入端通過續流電壓采樣電路與VMOS開關電路的輸出端連接；所述調寬式脈沖控制電路、驅動信號合成電路、VMOS開關驅動電路和續流電壓采樣電路組成控制電路；所述驅動信號合成電路為標準兩輸入或門控制芯片，該控制芯片包括四對輸入端A1，A2，B1，B2，C1，C2，D1，D2 和相應的四個輸出端 Ao、Bo、Co、Do，其中輸入端 Al，BI，Cl，Dl與調寬式脈沖控制電路的兩個輸出端連接，輸入端A2，B2, C2，D2與續流電壓采樣電路的兩個輸出端連接，輸出端Ao、Bo、Co、Do與VMOS開關驅動電路的輸入端連接；所述輸入電流采樣電路包括電流傳感器CSl、電容C13、電阻R21，二極管D4，電流傳感器CSl與二極管D4串聯構成一個支路，電容C13、電阻R21分別與該支路并聯；所述續流電壓采樣電路包括由穩壓二極管Z3，濾波電容C11，分壓電阻R3，R4組成的輸出采樣電路和由穩壓二極管Z4，濾波電容C12，分壓電阻R1，R5組成的輸入采樣電路，所述輸出采樣電路的輸出端為R4與R3之間的節點，該節點與驅動信號合成電路輸入端的一個接口連接，輸入采樣電路的輸出端為Rl與R5之間的節點，該節點與驅動信號合成電路輸入端的另一個接口連接；所述反向隔離電路由與所述VMOS開關電路同步整流的VMOS管組構成，由所述驅動信號合成電路經續流驅動電路同步驅動；所述輸出保護電路包括基準電壓源、比較器A、比較器B、三極管NI和穩壓管Z5 ；該輸出保護電路的輸入端接BOOST直流輸出電壓，輸出端接負載，所述輸入端和輸出端所在的主回路上串聯設置有VMOS管M5和限流電阻R24，其中，VMOS管M5的基極經三極管NI接至所述輸出端的負端，三極管NI的基極接至所述基準電壓源；所述輸出端并聯有一個濾波電容和一個反饋支路，該反饋支路上依次串聯有分壓電阻R14和RC電路；比較器A的正相輸入端接入該反饋支路，經分壓電阻R14接至所述輸出端的正端，比較器A的負相輸入端接基準電壓，比較器A的輸出端依次經串聯的電阻R13、電阻R27、電阻R22接至所述輸入端的負端；比較器B的正相輸入端接入電阻R13、電阻R27和電阻R22所在的串聯支路，其接入節點位于電阻R27與電阻R22之間；比較器B的負相輸入端經電阻R6接至所述輸出端的負端；比較器B的輸出端接至三極管NI的基極。本發明的優點在于:本發明提供的消除噪聲的無極性電源轉換抗干擾電路有XC/DC擴展(XC)形、無極性、多波形、寬頻率電源輸入，DC(直流)輸出，自動極性識別定向、高轉換效率、高功率因數、高可靠性、高功率密度、低成本等優勢。所加的輸出保護電路能夠保證BOOST輸出在負載短路時自動調整，限流輸出，同時仍保證低功耗。
圖1為本發明電路原理框圖；圖2為本發明電路結構示意圖；圖3為輸入電源為Ac正弦波時的單周期波形圖。圖4為本發明的輸出保護電路的結構示意圖。
具體實施方式
[0022]該消除噪聲的無極性電源轉換抗干擾電路，包括負載，所述負載的輸入端依次通過儲能濾波電路、反向隔離電路、VMOS控制電路、續流電感與輸入電源的輸出端連接；所述儲能濾波電路的輸出端通過輸出電流采樣電路和調寬式脈沖控制電路的輸入端連接，所述輸入電源的輸出端通過輸入電流采樣電路和調寬式脈沖控制電路的輸入端連接,調寬式脈沖控制電路的輸出端依次通過驅動信號合成電路和VMOS開關驅動電路與VMOS開關電路的輸入端連接，驅動信號合成電路的輸入端通過續流電壓采樣電路與VMOS開關電路的輸出端連接；所述調寬式脈沖控制電路、驅動信號合成電路、VMOS開關驅動電路和續流電壓采樣電路組成控制電路；驅動信號合成電路為標準兩輸入或門控制芯片，該控制芯片包括四對輸入端Al，A2，BI，B2，Cl，C2，Dl, D2和相應的四個輸出端Ao、Bo、Co、Do，其中輸入端Al, BI, Cl, Dl與調寬式脈沖控制電路的兩個輸出端連接，輸入端A2，B2, C2，D2與續流電壓采樣電路的兩個輸出端連接，輸出端Ao、Bo、Co、Do與VMOS開關驅動電路的輸入端連接；所述輸入電流采樣電路包括電流傳感器CS1、電容C13、電阻R21，二極管D4，電流傳感器CSl與二極管D4串聯構成一個支路，電容C13、電阻R21分別與該支路并聯；所述續流電壓采樣電路包括由穩壓二極管Z3，濾波電容C11，分壓電阻R3，R4組成的輸出采樣電路和由穩壓二極管Z4，濾波電容C12，分壓電阻R1，R5組成的輸入采樣電路，所述輸出采樣電路的輸出端為R4與R3之間的節點，該節點與驅動信號合成電路輸入端的一個接口連接，輸入采樣電路的輸出端為Rl與R5之間的節點，該節點與驅動信號合成電路輸入端的另一個接口連接；所述反向隔離電路由與所述VMOS開關電路同步整流的VMOS管組構成，由所述驅動信號合成電路經續流驅動電路同步驅動。以下對各重要電路的功能進行說明:續流電感:利用電感特性對輸入電源進行升壓；VMOS開關電路:VM0S開關電路導通期間，續流電感中有電流通過；VM0S開關電路關斷期間，續流電路導通，使續流電感中電流繼續導通，產生高壓，對儲能濾波電路進行充電，充電后由儲能濾波電路對負載進行供電；儲能濾波電路:VM0S開關電路關斷期間充電并對負載供電；VMOS開關驅動電路:對驅動信號合成電路生成的VMOS開關信號和VMOS續流信號進行放大處理；驅動信號合成電路:對調寬式脈沖控制電路生成的PWM調寬式脈沖信號、電壓采樣電路輸入的交直流信號、正負極信號或續流信號以及電源信號進行合成，生成合成信號(包括極性、交流、直流、調寬信號)；然后根據合成信號進行自動分配，區分為VMOS開關信號和VMOS續流信號；調寬式脈沖控制電路:根據輸入采樣電路和/或輸出采樣電路輸入的電流采樣信號生成PWM調寬式脈沖信號；續流電壓采樣電路:對VMOS開關電路和續流電路的電流信號進行采樣，產生交直流信號、正負極信號或續流信號，并將上述信號輸入至驅動信號合成電路；輸入電流采樣電路:對輸入電源輸入經過續流電感的電流進行采樣,生成采樣信號并將采樣信號提供給調寬式脈沖控制電路進行處理；
以下結合附圖對本發明進行詳述:[0034]ICl (UCC28084或其它同類器件)，為標準雙端交替輸出PWM控制器，通過器件I端(OC)控制PWM調寬輸出，輸出交替PWM波形PU P2。町、! 5、(:12、24對續流波形？4進行檢測整形，形成波形？3。其中，穩壓管Z4保持P3的電壓穩定，電容C12用以濾波，使得在PA出現高電平時能夠使P3持續高電平。1 4、1 3、(:11、23對續流波形？8進行檢測整形，形成波形？4。其中，穩壓管Z3保持P4的電壓穩定，電容Cll用以濾波，使得在PB出現高電平時能夠使P4持續高電平。IC2(CD4071或其它同類器件)，為標準2輸入或門，其中:Ao=Al+A2、Bo=Bl+B2、Co=Cl+C2、Do=Dl+D2，對PU P2、P3、P4進行邏輯合成后形成交錯輸出PWM控制波形。IC3、IC4 (IR442或其它同類器件)，為標準驅動器，其中:Ao=A1、Bo=Bi，對VMOS進行高速大電流驅動，以降低VMOS開關功耗提高轉換效率。CS1、CS2、D4、D5、R21、C13組成電流傳感、鑒別、檢測電路，自動檢測出PWM開通時電源高端VMOS通過的電流波形。同時超其電路具有很低的功耗，采用電流傳感系數< 100、采樣控制電壓< 0.5V，控制功耗Pe < 0.5X10X0.01=0.005X10(10為導通電流)，當IO為 20A 時:Pe < 0.05X20=0.1ff0C7、C8、C9主要用于進一步消除噪聲(窄脈沖)。L1、D3、C14組成BOOST升壓電路的LDC，為了適應輸入電源的不對稱性，例如單極性直流、單極性方波、單極性三角波等，LI采用差模對稱式，也可僅在輸入回路的正端或負端設置電感作為LI。
PWM控制電路(ICI)的Ao端口和Bo端口交替輸出控制信號P1、P2，且P1、P2之間總保持一個用于續流的間隔時間(對應于PA波形的高電平)。P3、P4由輸入回路中的PA、PB波形分壓所得。PU P2、P3、P4接入觸發信號合成電路(IC2)的輸入端口，進行如前所述的或邏輯運算后，再分別經開關驅動器IC3、IC4驅動將觸發信號分別加至兩個VMOS開關電路組(Ml、M2 ;M3、M4)，D3具有兩個輸入端，分別接至輸入回路的正端和負端，正向電流經反向隔離電路D3對C14充電。Ml與M2并聯交替工作，M3與M4并聯交替工作(每一個VMOS開關本身具有與之并聯的二極管)。在輸入交流在波形正半周或輸入直流為上正下負，當PWM控制電路(ICl)輸出的控制信號Pl和P2之一處于高電平時，該XC/DC自動定向BOOST電路處于PWM導通狀態，電流在輸入回路中從正端依次流經第一組VMOS開關電路組(Ml、M2 )、第二組VMOS開關電路組(M3、M4)，然后流回負端；由于D3起反向隔離作用，C14上的儲能不會反向流回輸入回路。當PWM控制電路(ICl)輸出的控制信號PU P2均為低電平時，則Ml、M2上沒有觸發信號，因此M1、M2不導通，但由于續流電感LI的存在，且M3、M4中的二極管能夠形成自地端至輸入回路負端的導通回路，從而使電路中因續流電感產生的續流自輸入回路的正端經D3對C14充電，并且同時經由輸出回路的負載、第二組VMOS開關電路組(M3、M4)，然后流回負端。實際上，一旦電路中存在上述續流，即PA為高電平、PB為低電平，從而使得PU P2、P3、P4進行或邏輯運算后產生觸發信號，使M3、M4導通，由于M3、M4的電阻很小，因此，在續流過程中產生的功耗仍然很小。而且，升壓輸出本身能夠降低線路損耗。比如，Ui=IO(V),升壓后Uo=50 (V)，則根據P=U2/R可知，線路損耗僅為原來的1/5.[0046]舉例說明本發明的低功耗:電路中采用Rds=0.001 Q低導通電阻N溝道VMOS管，在PWM開通期間Ml、M2交錯導通，VMOS導通電阻Rds=0.001 Q，M3、M4雙管并聯交錯導通，VMOS導通電阻Rds=0.001 Q /2=0.0005 Q，若還是輸入20A電流，則導通電壓為:U1=0.001X20=0.02V, U2=0.0005X20=0.0lV, 識別定向功耗為:Pe=20X (0.02+0.01)=0.6W ;在PWM關斷期間Ml、M2截止關斷，M3、M4雙管并聯交錯導通續流，VMOS導通電阻Rds=0.001 Q /2=0.0005 Q，若是20A續流電流，則導通電壓為:U2=0.0005X20=0.01V，識別定向功耗為:Pe=20X0.01=0.2W。較之于現有技術的整流識別定向電路40W的功耗，本發明的XC/DC自動識別定向BOOST電路功耗顯著降低。若反向隔離電路D3也采用同步的VMOS開關電路(其觸發信號與PA和PB的波形同步)，則可利用VMOS開關電路電阻小的特性進一步降低線路損耗。尤其在BOOST輸出較低時轉換效率的提高更為顯著。VMOS開關在觸發信號作用下，能夠根據所加電壓極性實現正向或反向導通，基于此特性，在輸入交流在波形負半周或輸入直流為上負下正時，該XC/DC自動定向BOOST電路的工作過程與上述導通、續流過程原理相同，且由于第一組VMOS開關電路組(Ml、M2)與第二組VMOS開關電路組(M3、M4)采用對稱電路結構，在Ui負半周VMOS導通和續流是完全可逆的。如，當PWM控制電路(ICl)輸出的控制信號P1、P2均為低電平時，則M3、M4上沒有觸發信號，因此M3、M4不導通，而由第一組VMOS開關電路組(Ml、M2)實現續流過程。可見，該BOOST電路能夠自動完成對雙極性電源(交流正玄波、方波、三角波，交流工頻、中頻、低頻、超低頻)的自動識別定向；及對單極性電源(直流、直流方波、直流三角波等)的自動識別定向，交流雙極性電源及直流單極性電源可以不分正負任意接入。另外，在負載前加入的輸出安全控制電路，包括基準電壓源、比較器A、比較器B、三極管NI和穩壓管Z5 ;該輸出安全控制電路的輸入端接BOOST直流輸出電壓，輸出端接負載，所述輸入端和輸出端所在的主回路上串聯設置有VMOS管M5和限流電阻R24，其中，VMOS管M5的基極經三極管NI接至所述輸出端的負端，三極管NI的基極接至所述基準電壓源；所述輸出端并聯有一個濾波電容和一個反饋支路，該反饋支路上依次串聯有分壓電阻R14和RC電路；比較器A的正相輸入端接入該反饋支路，經分壓電阻R14接至所述輸出端的正端，比較器A的負相輸入端接基準電壓，比較器A的輸出端依次經串聯的電阻R13、電阻R27、電阻R22接至所述輸入端的負端；比較器B的正相輸入端接入電阻R13、電阻R27和電阻R22所在的串聯支路，其接入節點位于電阻R27與電阻R22之間；比較器B的負相輸入端經電阻R6接至所述輸出端的負端；比較器B的輸出端接至三極管NI的基極。在VMOS管M5的基極與三極管NI的漏極之間引出一個支路至VMOS管M5的源極，該支路上設置有穩壓管Zl。所述基準電壓由與所述基準電壓源串聯的2.5V穩壓管提供。比較器B的正相輸入端的接入節點還通過濾波電容接至所述輸出端的負端。比較器A和比較器B構成一個雙封裝比較器。該雙封裝比較器優選LH2903、LM2903或其它同類器件。IC5為標準高速比較器電路(雙比較器)，比較器B、N1、M5組成恒流控制電路。B-端電壓V3=0V，B+端電壓為:[0059]V2=R22 X Vl/(R22+R27)-Us上式中，Us=Is X Rs=I s X R24Vl電壓受比較器A控制，A-端電壓VR=2.5V, A+端電壓為:VL=ULXR7/(R7+R14) =RLX Is。1、限流啟動電路啟動(上電)時，VL < 2.5V，比較器A輸出低，則R13接入分壓。其中:R13< < R25、R13 < < R27、VR=2.5V;Vl ^ VRXR13/(R13+R25) =2.5XR13/(R13+R25)V2=R22XVl/(R22+R27)_Us=R22 X (2.5XR13/(R13+R25))/(R22+R27)-Us=2.5XR22XR13/((R13+R25) (R22+R27))-1sXRs設:cl=2.5XR22XR13/((R13+R25) (R22+R27))BP:V2=cl-RsXIs當V2=cl_RsXIs ^ 0時，比較器B、N1、M5限流輸出，限流值為:Is=cl/Rs。即能夠保證BOOST輸出以限流(Is=cI/Rs)啟動。VL=UL X R7/ (R7+R14) =RL XIs=ClX RL/Rs因此，只需要配置相應的阻值，使得BOOST負載阻抗較小(短路)時，VL < 2.5V，工作在安全限流狀態下。比如，根據Is=cl/Rs，設置Is在常規值1/4-1/10之間。2、運行中的常規限流當BOOST負載阻抗無故障VL ^ 2.5V時比較器A輸出高(開路)，則R13脫離分壓，V2=2.5 X R22/(R22+R27+R25)-Us ；設:c2=2.5 X R22/ (R22+R27+R25)BP:V2=c2-RsXIL當V2=c2_RsXIL ^ 0時，比較器B、N1、M5限流輸出，限流值為:IL=c2/Rs,即能夠保證BOOST輸出以限流(IL=c2/Rs)工作。因此，只需要配置相應的電阻阻值，使IL大于正常工作電流，且使VMOS限制在電流、功率的安全范圍內。通常，IL設置為常規值的1.1倍至1.5倍之間。3、正常工作的低功耗BOOST輸出正常工作時，輸出電流小于IL，比較器(A、B)輸出高(開路)，P溝道VMOS (M5)工作在超低導通電阻(Rds=0.005 Q )狀態下。例如:輸出功率200W輸出電壓50V，則輸出電流為:1=200/50=4A，VMOS (M5)上壓降為:4X0.005=0.02，VMOS (M5)控制功耗為:Pe=0.02X4=0.08W，可以看出，正常運行時的控制功耗很低。4、短路保護若BOOST電路工作過程中若發生輸出短路等故障，導致VL < 2.5V，則比較器A輸出低，使比較器B、N1、M5限流輸出(參見前述第I種情況)，電路重新進入安全啟動(Is)狀態，當故障消除后，BOOST自動恢復正常輸出。上述實施例是本發明的最佳實施例，采用這種交錯PWM控制方式使Ml、M2交錯導通，每個VMOS開關工作頻率為1/2電路頻率， 能夠使VMOS開關在較低開關頻率下工作，大幅降低開關功耗；相應地，電路中L、C器件的工作頻率為2倍VMOS管頻率，較高的電路工作頻率降低了對LC電路中電感(L)量和電容(C)的要求，降低了成本及工藝難度。實際上，基于本發明的導通、續流的基本原理，也可以考慮每個VMOS開關電路組只采用一個VMOS開關，也足以體現本發明的技術效果。比如只保留M1、M3，同樣也能夠在輸入交流在波形正半周或輸入直流為上正下負時，由Ml、M3實現導通回路，由M3實現續流回路；在輸入交流在波形負半周或輸入直流為上負下正時，由M1、M3實現導通回路，由Ml實現續流回路。當然，在此方案下，也可以嘗試讓每個VMOS開關的工作頻率減半，但這就需要成倍地增大續流電感、儲能電容，以滿足續流的要求，從而導致成本較高、元器件體積較大、功率密度降低。
權利要求1.一種消除噪聲的無極性電源轉換抗干擾電路，其特征在于:包括負載，所述負載的輸入端依次通過輸出保護電路、儲能濾波電路、反向隔離電路、VMOS控制電路、續流電感與輸入電源的輸出端連接；所述儲能濾波電路的輸出端通過輸出電流采樣電路和調寬式脈沖控制電路的輸入端連接，所述輸入電源的輸出端通過輸入電流采樣電路和調寬式脈沖控制電路的輸入端連接，調寬式脈沖控制電路的輸出端依次通過驅動信號合成電路和VMOS開關驅動電路與VMOS開關電路的輸入端連接，驅動信號合成電路的輸入端通過續流電壓采樣電路與VMOS開關電路的輸出端連接；所述調寬式脈沖控制電路、驅動信號合成電路、VMOS開關驅動電路和續流電壓采樣電路組成控制電路； 所述驅動信號合成電路為標準兩輸入或門控制芯片，該控制芯片包括四對輸入端Al，A2，BI，B2，Cl，C2，Dl, D2和相應的四個輸出端Ao、Bo、Co、Do，其中輸入端Al，BI，Cl，Dl與調寬式脈沖控制電路的兩個輸出端連接，輸入端A2，B2, C2，D2與續流電壓采樣電路的兩個輸出端連接，輸出端Ao、Bo、Co、Do與VMOS開關驅動電路的輸入端連接；所述輸入電流采樣電路包括電流傳感器CS1、電容C13、電阻R21，二極管D4，電流傳感器CSl與二極管D4串聯構成一個支路，電容C13、電阻R21分別與該支路并聯；所述續流電壓采樣電路包括由穩壓二極管Z3，濾波電容C11，分壓電阻R3，R4組成的輸出采樣電路和由穩壓二極管Z4，濾波電容C12，分壓電阻R1，R5組成的輸入采樣電路，所述輸出采樣電路的輸出端為R4與R3之間的節點，該節點與驅動信號合成電路輸入端的一個接口連接，輸入采樣電路的輸出端為Rl與R5之間的節點，該節點與驅動信號合成電路輸入端的另一個接口連接；所述反向隔離電路由與所述VMOS開關電路同步整流的VMOS管組構成，由所述驅動信號合成電路經續流驅動電路同步驅動； 所述輸出保護電路包括基準電壓源、比較器A、比較器B、三極管NI和穩壓管Z5 ;該輸出保護電路的輸入端接BOOST直流輸出電壓，輸出端接負載，所述輸入端和輸出端所在的主回路上串聯設置有VMOS管M5和限流電阻R24，其中，VMOS管M5的基極經三極管NI接至所述輸出端的負端，三極管NI的基極接至所述基準電壓源；所述輸出端并聯有一個濾波電容和一個反饋支路，該反饋支路上依次串聯有分壓電阻R14和RC電路； 比較器A的正相輸入端接入該反饋支路，經分壓電阻R14接至所述輸出端的正端，比較器A的負相輸入端接基準電壓，比較器A的輸出端依次經串聯的電阻R13、電阻R27、電阻R22接至所述輸入端的負端； 比較器B的正相輸入端接入電阻R13、電阻R27和電阻R22所在的串聯支路，其接入節點位于電阻R27與電阻R22之間；比較器B的負相輸入端經電阻R6接至所述輸出端的負端；比較器B的輸出端接至三極管NI的基極。
專利摘要本實用新型提供一種消除噪聲的無極性電源轉換抗干擾電路，主要解決了現有低壓新能源電源轉換器功耗高、效率低、可靠性差的問題。該消除噪聲的無極性電源轉換抗干擾電路的輸入電源的輸出端通過輸入電流采樣電路和調寬式脈沖控制電路的輸入端連接，調寬式脈沖控制電路的輸出端依次通過驅動信號合成電路和VMOS開關驅動電路與VMOS開關電路的輸入端連接，驅動信號合成電路的輸入端通過續流電壓采樣電路與VMOS開關電路的輸出端連接；在負載之前，設置有輸出保護電路。
文檔編號H02M1/32GK203056929SQ20122066530
公開日2013年7月10日 申請日期2012年11月30日 優先權日2012年11月30日
發明者胡家培, 胡民海 申請人:西安智海電力科技有限公司