專利名稱：一種兩極式單相光伏逆變器的制作方法
技術領域：
本實用新型涉及逆變器技術領域，更具體地涉及一種兩極式單相光伏逆變器。
背景技術：
單相光伏逆變器通常采用H橋逆變電路，橋臂上采用四個開關管，單極式單相光伏逆變器輸入電壓理論上不能小于311V，實際應用上輸入電壓更是高達400V，當輸入電壓大范圍變化，尤其是低電壓輸入情況下，單極式單相光伏逆變器不能正常工作。 H橋逆變電路，采用控制簡易的雙極性調制，通過工頻變壓器隔離或無變壓器隔離直接并網進行發電。采用工頻變壓器隔離的技術方案，其體積大、成本高、效率低下的缺點無法避免。而采用無變壓器隔離直接并網發電的技術方案，由于太陽能電池板占地面積較大，分布電容造成的影響不容忽視，且共模漏電流較大，威脅人身安全。H橋逆變電路，四個開關管通常采用相同規格的器件(IGBT管或MOSFET管)。采用IGBT管組成的H橋逆變電路，由于IGBT管導通壓降的非線性，逆變效率會隨著輸入功率的增大而升高，隨著輸入功率的減小而降低；采用MOSFET管組成的H橋逆變電路，由于MOSFET管導通壓降是線性的，逆變效率會隨著輸入功率的增大而降低，隨著輸入功率的減小而升高。因此，在輸入電壓大范圍變化時，單獨采用IGBT管或單獨采用MOSFET管的逆變效率較低。
實用新型內容為彌補上述缺陷，本實用新型要解決的技術問題是提出一種兩極式單相光伏逆變器及其逆變方法，該逆變器適應輸入電壓大范圍變化，可以有效減小漏電流，優化逆變效率。為了解決上述技術問題，本實用新型采用以下技術方案予以實現。第一種技術方案一種兩極式單相光伏逆變器，其特征在于，包括前級BOOST升壓電路、中間級電容和后級逆變電路；所述前級BOOST升壓電路輸出端與所述中間級電容并聯；所述前級BOOST升壓電路包括開關器件，所述開關器件為IGBT管；所述后級逆變電路包括與所述中間級電容并聯的第一電路和與第一電路并聯的第二電路，所述第一電路包括依次串聯的第二、第四、第六開關器件；所述第二電路包括依次串聯的第三、第五、第七開關器件；所述第二、第四開關器件公共節點和所述第五、第七開關器件公共節點之間串聯第二二極管，所述第四、第六開關器件公共節點和所述第三、第五開關器件公共節點之間串聯第三二極管，所述第二、第四開關器件公共節點與所述后級逆變電路輸出端之間串聯第二電感，所述第三、第五開關器件公共節點與所述后級逆變電路輸出端之間串聯第三電感，所述后級逆變電路輸出端與電網并聯；所述第四、第五開關器件為IGBT管，所述第二、第三、第六和第七開關器件為MOSFET管。[0011]上述技術方案的特點和進一步改進在于(I)所述中間級電容為多個同規格并聯的鋁電解電容。(2)所述中間級電容為多個同規格先串聯后并聯的鋁電解電容。(3)所述前級BOOST升壓電路為多個并聯連接的BOOST升壓電路。第二種技術方案采用第一種技術方案的兩極式單相光伏逆變器逆變的方法，其特征在于，電網電壓正半周期時，第四開關器件導通當第三和第六開關器件導通時，第二、第五和第七開關器件關斷，電流依次流經第三開關器件、第三電感、電網、第二電感、第四開關器件和第六開關器件，實現向電網供電；當第三和第六開關器件關斷時，電流依次流經第 四開關器件、第三二極管、第三電感、電網和第二電感構成續流回路；電網電壓負半周期時，第五開關器件導通當第二、第七開關器件導通時，第三、第四和第六開關器件關斷，電流依次流經第七開關器件、第五開關器件、第三電感、電網、第二電感、第二開關器件，實現向電網供電；當第二和第七開關器件關斷時，電流依次流經第五開關器件、第二二極管、第三電感、電網和第二電感構成續流回路。上述技術方案的特點和進一步改進在于(I)所述第三、第六開關器件均采用IOOHz正弦半波和20kHz三角載波共同調制的
驅動波形信號。(2)所述第二、第七開關器件均采用IOOHz正弦半波和20kHz三角載波共同調制的
驅動波形信號。(3)第四、第五開關器件均采用50Hz驅動信號，所述驅動信號為方波信號。(4)所述中間級電容采用多個同規格鋁電解電容并聯或先串聯后并聯。(5)所述前級BOOST升壓電路采用多個BOOST升壓電路并聯連接。由于MOSFET管的導通壓降是線性的，在輕載的情況下有更低的導通壓降，而IGBT管的導通壓降是非線性特性，在滿載情況下具有小的導通壓降。本實用新型技術方案結合二者優點，采用IGBT管、MOSFET管混合組成的逆變電路，適應輸入電壓大范圍變化，在負載變化很大的情況下仍然具有很高的逆變效率，且極大地減小了共模漏電流。
以下結合附圖
和具體實施方式
對本實用新型的技術方案作進一步詳細說明。圖I為本實用新型實施例中兩極式單相光伏逆變器電路原理圖；圖2為本實用新型實施例中逆變電路時序控制仿真示意圖；圖3為本實用新型實施例中逆變電路共模電壓、共模電流示意圖；圖4為本實用新型實施例中兩級式單相光伏逆變器的逆變效率測試曲線圖。
具體實施方式
結合圖I,包括前級雙BOOST (The Boost Converter)升壓電路、中間級電解電容Cl和后級逆變電路，雙BOOST升壓電路包括第一 BOOST升壓電路和第二 BOOST升壓電路，第一 BOOST升壓電路輸出端與中間級電容CI并聯，第二 BOOST升壓電路輸出端與中間級電容Cl并聯；第一 BOOST升壓電路的開關器件Ql和第二 BOOST升壓電路的開關器件Q8均為IGBT管；后級逆變電路包括與中間級電容Cl并聯的第一電路和與第一電路并聯的第二電路，第一電路包括依次串聯的第二、第四、第六開關器件，即Q2、Q4、Q6 ;第二電路包括依次串聯的第三、第五、第七開關器件，即Q3、Q5、Q7 ;Q2、Q4公共節點和Q5、Q7公共節點之間串聯二極管D2，Q4、Q6公共節點和Q3、Q5公共節點之間串聯二極管D3，Q2、Q4公共節點與后級逆變電路輸出端之間串聯電感L2，Q3、Q5公共節點與后級逆變電路輸出端之間串聯電感L3，后級逆變電路輸出端與電網并聯；Q4、Q5為IGBT管，Q2、Q3、Q6、Q7為MOSFET管沖間級鋁電解電容Cl采用多個同規格鋁電解電容并聯的方式或先串聯后并聯的方式來達到設計目標的耐壓值、容量值。如果輸入電壓Vpv1、Vpv2小于Vdc (Vdc設置為360V)。BOOST電路開始工作，升壓為360V后輸出，為后級逆變電路提供足夠的母線電壓。BOOST電路輸出電壓360V與VpVl、 Vpv2 的關系式為 VpVlXT/(T-Ton) = 360 或 Vpv2XT/(T-Ton) = 360，其中 T 為開關周期，Ton為開關導通時間。如果輸入電壓Vpv1、Vpv2大于或等于360V，BOOST電路不工作，后級逆變電路有足夠的母線電壓，將直流電逆變為交流電注入電網。后級逆變電路采用單極性雙邊調制方式，開關管Q4、Q5的驅動信號為頻率50Hz的方波信號，且互為導通，控制逆變電路輸出的正弦交流電的極性；開關管Q3、Q6的驅動信號相同，均采用IOOHz正弦半波和20kHz三角載波共同調制的波形信號；開關管Q2、Q7的驅動信號相同，均采用IOOHz正弦半波和20kHz三角載波共同調制的波形信號；開關管Q3、Q6與開關管Q2、Q7交替導通，控制逆變電路輸出的正弦交流電的幅值。后級逆變電路的工作過程是電網電壓正半周時，開關管Q4導通當開關管Q3、Q6高頻導通時，開關管Q2、Q5、Q7關斷，電源電流依次流經開關管Q3、電感L3、交流電網、電感L2、開關管Q4、Q6，實現向電網供電；當開關管Q3、Q6關斷時，并網電流依次流經開關管Q4、二極管D3、電感L3、交流電網、電感L2構成續流回路。電網電壓負半周時，開關管Q5導通當開關管Q2、Q7高頻導通時，開關管Q3、Q4、Q6關斷，電流依次流經開關管Q7、Q5、電感L3、交流電網、電感L2和開關管Q2，實現向電網供電；當開關管Q2、Q7關斷時，并網電流經過開關管Q5、二極管D2、電感L2、交流電網、電感L3構成續流回路。結合圖2，各圖周期T均為20ms ;Q3、Q6均采用100Hz正弦半波和20kHz三角載波共同調制驅動波形信號，產生Q3、Q6驅動波形為含有鋸齒形波動的矩形波，前半周期電壓在O 1.0￥鋸齒形波動，03、06導通，后半周期電壓為0V，Q3、Q6關斷；Q2、Q7均采用IOOHz正弦半波和20kHz三角載波共同調制的驅動波形信號，產生Q2、Q7驅動波形為含有鋸齒形波動的矩形波，前半周期為0V，Q2、Q7關斷，后半周期電壓在O I. OV鋸齒形波動，Q2、Q7導通；開關管Q5采用50Hz的驅動波形，該驅動波形為矩形波，前半周期為OV關斷，后半周期為I. OV導通；開關管Q4采用50Hz的驅動波形，該驅動波形為矩形波，前半周期為I. OV導通，后半周期為OV關斷；濾波前電壓波形為含有鋸齒形波動的矩形波，前半周期電壓為O 400V進行鋸齒形波動，后半周期電壓為-400 OV進行鋸齒形波動；并網電流輸出波形為正弦波，頻率為50Hz，與電網電壓同頻同相。結合圖3，從上到下依次為直流母線負端共模電壓波形圖，直流母線負端共模電流波形圖，直流母線正端共模電壓波形圖，直流母線正端共模電流波形圖，各圖周期T均為20ms。直流母線負端共模電壓波形圖，最大電壓近似0V，最小電壓近似350V ;直流母線負端共模電流波形圖，漏電流近似為OmA;直流母線正端共模電壓波形圖，最大電壓近似350V，最小電壓近似為OV ;直流母線正端共模電流波形圖，漏電流近似為0mA。可以看出，母線正端、負端共模電壓波形均為一直流分量上疊加一個50Hz低頻分量，因此流過等效分布電容的漏電流就非常小。結合圖4，從左到右三個波形依次為輸入電壓在250V、325V、575V的逆變效率曲線，從圖中可以看出逆變器的輸出效率均可以達到97%，且在97%附近波動后趨于穩定。從實驗測試，輸入電壓在150V 600V的范圍內，逆變器均能正常工作，能適應輸入電壓大
范圍變化。本實用新型技術方案極大地減小了漏電流，在負載變化很大的情況下仍然具有很高的逆變效率。經實際測試，輸入電壓在150V 600V的范圍內，逆變器均能正常工作，逆 變器的最大效率可以達到97%，且該逆變器能適應輸入電壓大范圍變化。本實用新型還有多種實施方式，但凡在本實用新型的精神和實質范圍內，所作的任何改變、等同替換、改進，均在本實用新型的保護范圍之內。
權利要求1.一種兩極式單相光伏逆變器，其特征在于，包括前級BOOST升壓電路、中間級電容和后級逆變電路； 所述前級BOOST升壓電路輸出端與所述中間級電容并聯；所述前級BOOST升壓電路包括開關器件，所述開關器件為IGBT管； 所述后級逆變電路包括與所述中間級電容并聯的第一電路和與第一電路并聯的第二電路，所述第一電路包括依次串聯的第二、第四、第六開關器件；所述第二電路包括依次串聯的第三、第五、第七開關器件；所述第二、第四開關器件公共節點和所述第五、第七開關器件公共節點之間串聯第二二極管，所述第四、第六開關器件公共節點和所述第三、第五開關器件公共節點之間串聯第三二極管，所述第二、第四開關器件公共節點與所述后級逆變電路輸出端之間串聯第二電感，所述第三、第五開關器件公共節點與所述后級逆變電路輸出端之間串聯第三電感，所述后級逆變電路輸出端與電網并聯；所述第四、第五開關器件為IGBT管，所述第二、第三、第六和第七開關器件為MOSFET管。
2.如權利要求I所述的兩極式單相光伏逆變器，其特征在于，所述中間級電容為多個同規格并聯的鋁電解電容。
3.如權利要求I所述的兩極式單相光伏逆變器，其特征在于，所述中間級電容為多個同規格先串聯后并聯的鋁電解電容。
4.如權利要求I所述的兩極式單相光伏逆變器，其特征在于，所述前級BOOST升壓電路為多個并聯連接的BOOST升壓電路。
專利摘要本實用新型涉及一種兩極式單相光伏逆變器。所述逆變器包括前級BOOST升壓電路輸出端與中間級電容并聯，后級逆變電路包括與中間級電容并聯的第一電路和第二電路，第一電路包括依次串聯的第二、第四、第六開關；第二電路包括依次串聯的第三、第五、第七開關；第二、第四開關節點和第五、第七開關節點之間串聯第二二極管，第四、第六開關節點和第三、第五開關節點之間串聯第三二極管，第二、第四開關節點與后級逆變電路輸出端之間串聯第二電感，第三、第五開關節點與后級逆變電路輸出端之間串聯第三電感，后級逆變電路輸出端與電網并聯。本實用新型方案可以有效減小漏電流，優化逆變效率，適應輸入電壓大范圍變化。
文檔編號H02M7/537GK202634314SQ20122018692
公開日2012年12月26日 申請日期2012年4月28日 優先權日2012年4月28日
發明者杜建軍, 王超 申請人:陜西長嶺光伏電氣有限公司