專利名稱：一種超級電容充電電路的制作方法
技術領域：
本發明屬于航空電子技術領域，特別是涉及到一種超級電容充電電路。
背景技術：
超級電容作為大容量儲能元件，目前已經在風力發電、光伏發電行業廣泛用于能
量儲存。目前對超級電容充電，采用比較廣泛的是恒流方式充電。該充電方式根據電容充電的恒流充電公式V=IX t/C可知，超級電容兩端電壓隨時間的增加而線性增加，而根據充電功率公式P=I X V可知，隨著超級電容電壓越來越高，充電功率也越來越大。在采用普通開關電源型恒流充電電路進行充電時，就會出現電路輸入功率越來越大的情況。這種情況下，電路自身功耗增加，發熱量增大，對輸入電源功率容量要求較高。如圖7所示。對于采用超級電容作為儲能器件的記錄器獨立電源，ARINC777-2010 (記錄器獨立電源)標準2. 3.1節對充電情況下記錄器獨立電源的輸入功率是有限制要求的，不可大于“獨立電源輸出功率+5W”，所以對于采用超級電容作為儲能器件的記錄器獨立電源，其超級電容充電電路需要對充電功率進行限制。
發明內容
發明目的本發明的目的是提供一種超級電容充電電路，不采用恒流充電的方式，而采取一種恒流充電、恒功率充電以及恒壓充電相結合的方式，控制輸入電源功率，降低對輸入電源功率容量的要求，以滿足ARINC777-2010中2. 3.1節的要求。技術方案一種超級電容充電電路，包括開關電源電路2、電壓-電流轉換電路5、電流一電壓轉換電路3、功率一電流轉換電路6、反饋選擇電路4。所述的開關電源電路2為同時具有電壓反饋輸入端和電流反饋輸入端的BUCK型開關電源電路。該開關電源電路在負載電流處于設定值以下時，采用電壓反饋輸出設定的電壓，在負載處于設定的電壓值下其電流會超過電流設定值時，采用電流反饋方式將輸出電流穩定在設定的電流值上。所述的電流-電壓轉換電路3，將輸出電流采樣后轉換為一個與輸出電流線性相關的電壓，即VfkI。所述電壓一電流轉換電路5將電流一電壓轉換電路3的輸出電壓轉換成電流輸出，且電壓一電流轉換電路5的輸出電流與電流一電壓轉換電路3的輸入電流成線性關系，即 I1=InV1=IiikL所述功率一電流轉換電路6將電流一電壓轉換電路3的輸出電壓和電源輸出端7的電壓對應的功率線性轉換為電流輸出，即I2=IdXnVtjt5同時可以根據輸入端VSIN電壓高于設定值時短路輸出端PCO的電流，或在VSIN電壓低于設定值時通過CTRL輸出端輸出控制信號，用于短路電壓一電流轉換電路5輸出端CCO的輸出電流。采用上述結構，則可以實現在超級電容電壓很低時，采用電流反饋模式實現恒流充電，而在超級電容電壓達到一定值后，采用功率反饋模式實現恒功率充電，在超級電容電壓達到電壓反饋設定值后，則采用電壓反饋模式實現恒壓充電。有益效果本發明通過采用發明所示電路對超級電容充電，比較恒流充電電路，本發明可以最優的利用輸入電源的功率容量。當輸入電源功率容量固定為P，設定的超級電容充滿電壓為V時，在不考慮功率損耗的情況下，為保證最大充電功率不會超過輸入電源功率，則充電電流最大為I=P/V，則恒流充電需要耗費的時間為te=VC/I=V2C/P。而采用本發明所示電路充電，則在恒流充電階段耗費的時間為t^V/C/P (V1為恒流到恒功率的轉折點電壓)，根據電容能量公式，在恒功率充電階段耗費的時間為t2= (V2-V12) C/2P，則總的充電耗費時間為 Wt2= (V2+Vi2) C/2P ;比較兩個時間 tc-tcp= (V2-V12)( V，所以可知1.參閱圖8，在電源輸入最大功率確定的情況下，采用本發明所示電路給超級電容充電，要比恒流充電節省時間，更充分的利用利用輸入電源的功率容量；2.參閱圖9，在充電時間確定的情況下，采用本發明所示電路給超級電容充電，對輸入電源的功率要求要比恒流充電電路低；3.參閱圖9，在充電時間確定，以及開關電源效率確定的情況下，采用本發明所示電路給超級電容充電，由于充電功率比較平穩，且較恒流充電峰值功率要低，所以在元器件的散熱設計上要比恒流充電電路簡單。
圖1為本發明電路原理框圖；圖2為本發明一實施例電路原理結構圖；圖3為本發明一實 施例中開關電源原理圖；圖4為本發明一實施例中電壓一電流轉換電路原理圖；圖5為本發明一實施例中功率一電流轉換電路原理圖；圖6為本發明一實施例中反饋選擇電路的電路原理結構圖；圖7為采用恒流充電方式下充電功率、超級電容電壓以及電路功耗曲線圖；圖8為限定輸入電源功率下兩種充電方式充電功率、超級電容電壓曲線圖；圖9為限定充電時間下兩種充電方式充電功率、超級電容電壓、充電電路功耗曲線圖。
具體實施例方式下面結合附圖對發明的一種實施例做進一步詳細描述，請參閱圖1至圖6。參閱圖1和圖2，本發明的基本結構包括開關電源電路2、電壓一電流轉換電路5、電流一電壓轉換電路3、功率一電流轉換電路6、反饋選擇電路4。輸入電源通過電源輸入端I輸入，經過本發明所示電路后從電源輸出端7輸出電流給超級電容充電。開關電源電路2具有電壓反饋和電流反饋兩種工作模式，而電流反饋經過電壓一電流轉換電路5、電流一電壓轉換電路3、功率一電流轉換電路6、反饋選擇電路4后又分解成電流反饋模式和功率反饋模式，所以整個電路的工作隨超級電容的電壓區域分為三種工作模式a.超級電容電壓低于設定值Vl時，處于恒流充電模式；
b.超級電容電壓處于設定值Vl與設定的電容充滿電壓V之間時，處于恒功率充電模式；c.超級電容電壓等于設定的電容充滿電壓V時，處于恒壓充電模式。參閱圖3，開關電源電路2采用凌特公司的開關電源芯片LT3724加外圍器件構成，其結構參考芯片資料上典型的BUCK型開關電源電路，但進行了一些改變，具體如下 a.用于電流反饋的弓I腳Sense+與Sense-沒有連接到電流采樣電阻(對應本發明中的電流-電壓轉換電路3)兩端，而是用于連接反饋選擇電路4的輸出；b.沒有典型BUCK型開關電源電路所具備的輸出濾波電容，這是因為充電的對象即為電容器。電流-電壓轉換電路3采用電流檢測電阻實現，可以采用普通的阻抗較低的電阻器，以降低線路損耗，為了提高采集精度，也可以選用四引腳的電流檢測電阻。參閱圖4，電壓一電流轉換電路5采用凌特公司電流檢測芯片LT6105的典型電路構成。 參閱圖5，功率一電流轉換電路6采用凌特公司功率檢測芯片LT2940加外圍電路構成。采用R3、R4分壓的方式來檢測輸出電壓值，采用I+和1-引腳間壓差來檢測輸出電流值，Pmon引腳輸出與功率成線性關系的電流。將CmpOut連接到Pmon引腳,將/CmpOut引腳通過CTRL連接到電壓一電流轉換電路5的輸出端CC0。采用R6和R7分壓的方式監控輸出電壓。當電壓高于某一設定值時，其/CmpOut輸出低電平吸收電壓一電流轉換電路5輸出的電流，而CmpOut輸出高阻態，Pmon引腳輸出電流到反饋選擇電路4，使當前的反饋為功率反饋，實現恒功率充電；當電壓低于某一設定值時，CmpOut輸出低電平吸收Pmon引腳輸出的電流，而/CmpOut輸出高阻態，電壓一電流轉換電路5輸出端CCO輸出電流到反饋選擇電路4，使當前的反饋為電流反饋，實現恒流充電。參閱圖6，反饋選擇電路4采用二極管隔離的方式防止在短路一個輸出電流時影響到另一個輸出電流，實現反饋電流的選擇。電阻將電流轉換成電壓，而運算放大器構成電壓跟隨器實現電壓的驅動以及阻抗的匹配。按照上述實施方式可以構建出本發明所示的超級電容充電電路。a.在設計由恒流充電模式切換到恒功率充電模式時，應當保證充電電流切換的平穩性，即切換瞬間，電壓-電流轉換電路5的CCO引腳輸出電流應當與功率一電流轉換電路6的PCO引腳輸出電流相等；b.由于系統為單電源供電，反饋選擇電路4中用于實現電壓跟隨器的運算放大器應當選用“軌一軌”(rail—rail)型運算放大器，以保證低電壓信號不會失真；c.根據設計充電功率的不同，適當的考慮主充電回路上元器件(NM0S管V1、續流二極管Dl和電感器LI)的散熱問題。當輸入電源功率容量固定為P，設定的超級電容充滿電壓為V時，在不考慮功率損耗的情況下，為保證最大充電功率不會超過輸入電源功率，則充電電流最大為I=P/V，則恒流充電需要耗費的時間為te=VC/I=V2C/P。而采用本發明所示電路充電，則在恒流充電階段耗費的時間為W12CA3 CV1為恒流到恒功率的轉折點電壓)，根據電容能量公式，在恒功率充電階段耗費的時間為t2= (vMOcAP，則總的充電耗費時間為^=Vt2= (ViVi2)Cz^p ；比較兩個時間tc-tcp = (V2-V12) C/2P，顯然，V1 ( V，所以可知1.參閱圖8，在電源輸入最大功率確定的情況下，采用本發明所示電路給超級電容充電，要比恒流充電節省時間，更充分的利用利用輸入電源的功率容量；2.參閱圖9，在充電時間確定的情況下，采用本發明所示電路給超級電容充電，對輸入電源的功率要求要比恒流充電電路低；3.參閱圖9，在充電時間確定，以及開關電源效率確定的情況下，采用本發明所示電路給超級電容充電，由于充電功率比較平穩，且較恒流充電峰值功率要低，所以在元器件的散熱設計上要比恒流充電電路簡單。
權利要求
1.一種超級電容充電電路，其特征在于，包括開關電源電路[2]、電壓一電流轉換電路[5]、電流一電壓轉換電路[3]、功率一電流轉換電路[6]、反饋選擇電路[4]。所述開關電源電路[2]的電源輸入端VIN連接到電源輸入端[I]，電壓輸出端VO連接到電流一電壓轉換電路[3]的電流輸入端CIN，電流一電壓轉換電路[3]的電流輸出端CO連接到電源輸出端[7]，電流一電壓轉換電路[3]的電壓輸出端CVO分別連接到電壓一電流轉換電路[5]的輸入端CSINl和功率一電流轉換電路[6]的電流輸入端CSIN2，功率一電流轉換電路[6]的電壓輸入端VSIN和開關電源電路[2]的電壓反饋輸入端VSENSE均連接到電源輸出端[7]，反饋選擇電路[4]的兩個輸入端CINl和CIN2分別與電壓一電流轉換電路[5]的輸出端CCO和功率一電流轉換電路[6]的輸出端PCO連接，其中CINl還與功率一電流轉換電路[6]的輸出端CTRL連接，一個輸出端CSOUT與開關電源電路[2]的電流反饋輸入端CSENSE連接。
2.根據權利要求1所述一種超級電容充電電路，其特征在于，所述開關電源電路[2]包括開關電源控制芯片[21]、NMOS管V1、輸出電壓檢測電阻R1、輸出電壓檢測電阻R2、電感L1、續流二極管D1，所述開關電源控制芯片[21]的NMOS管控制端連接到NMOS管Vl的柵極G，NMOS管Vl的漏極D連接到電源輸入端VIN，源極S連接電感LI的一端，電感LI的另外一端連接到電壓輸出端V0，續流二極管正極接地，負極接到NMOS管Vl的源極S。
3.根據權利要求2所述一種超級電容充電電路，其特征在于，所述的開關電源電路[2]為同時具有電壓反饋輸入端和電流反饋輸入端的BUCK型開關電源電路。
4.根據權利要求1所述一種超級電容充電電路，其特征在于，所述電壓一電流轉換電路[5]將輸入電壓CSINl轉換成電流輸出到輸出端CC0，且電壓-電流轉換電路[5]的輸出電流與輸入電壓成線性關系。
5.根據權利要求1所述一種超級電容充電電路，其特征在于，所述功率-電流轉換電路[6]包括功率檢測芯片[61]、輸出電壓檢測電阻R3、R4，所述功率-電流轉換電路[6]將輸入端CSIN2電壓和輸入端VSIN電壓的乘積線性轉換為電流通過輸出端PCO輸出。同時可以根據輸入端VSIN電壓高于設定值時短路輸出端PCO的電流，或在VSIN電壓低于設定值時通過CTRL輸出端輸出控制信號，用于短路電壓一電流轉換電路[5]輸出端CCO的輸出電流。
6.根據權利要求1所述一種超級電容充電電路，其特征在于，所述反饋選擇電路[4]能夠合并功率一電流轉換電路[6]和電壓一電流轉換電路[5]輸出電流，并轉換成電壓通過反饋選擇電路[4]的輸出端CSOUT輸出。
全文摘要
本發明屬于航空電子技術領域，特別是涉及到一種超級電容充電電路，括開關電源電路2、電壓—電流轉換電路5、電流—電壓轉換電路3、功率—電流轉換電路6、反饋選擇電路4。發明所述的一種超級電容充電電路，主要用于對超級電容進行充電控制，使得超級電容在電壓較低時采用恒流充電，電壓較高時采用恒功率充電，而在電壓達到設定值時，則采用恒壓方式對超級電容補充電荷。采用該充電電路可以避免恒流充電方式在超級電容端電壓升高后，對供電電源功率要求過高的情況。
文檔編號H02J7/00GK103036285SQ20121052128
公開日2013年4月10日 申請日期2012年12月7日 優先權日2012年12月7日
發明者田軍, 孫慶亞, 姚軍軍, 馬寶華 申請人:陜西千山航空電子有限責任公司