專利名稱：一種具有功率因數校正功能的反激式電源的制作方法
技術領域：
本發明涉及一種反激式電源，特別是一種具有功率因數校正功能的反激式電源。
背景技術：
傳統的液晶顯示產品不帶功率因數校正電路的開關電源，如圖I所示，在橋式整流電路02輸出端(二極管D3、D4負端)直接與大電容C1相連接，這種電路功率因數PF值大約只有45°/Γ55%之間，由于功率因數值低，且流入到大電容C1正端的尖峰脈沖電流較大，產生大量奇次諧波分量，造成對電網的干擾及損害，因而無法使用在輸入功率大于75W以上的電氣產品。為此，世界各國對功率大于75W的通用電器產品輸入的諧波電流做了相關限定,故一般輸入大于75W的電氣產品，其電源電路內部往往需要加一個功率因數校正功能的電路(簡稱=PFC電路)來提升電源輸入端的功率因數及降低電源產品輸入的電流諧波量。現有，液晶顯不廣品開關電源中所使用的功率因數校正電路03,如圖2所不，但是該功率因數校正電路03結構復雜，采用的電子零件繁多，設計成本高，使所設計的產品在價格方面競爭力下降。而對于大于75W的電源適配器產品，其內部空間往往有限，若采用現有現功率因數校正電路03，由于現有功率因數校正電路03電子零件數較多，會造成零件擺放難度加大，從而可能造成電源適配器產品開發周期變長，且產品可靠性方面往往會降低。
發明內容
本發明的目的是為了提供結構簡單，設計制造成本低的一種具有功率因數校正功能的反激式電源。為了實現上述目的，本發明采用如下技術方案一種具有功率因數校正功能的反激式電源，用在液晶顯示產品上，其包括交流電源、濾波電路、橋式整流電路、大電容C1、反激式變壓器、輸出整流電路、輸出濾波電路、MOS管Q1、控制芯片、反饋電路和供電電路；所述交流電源與濾波電路輸入端連接，濾波電路輸出端與橋式整流電路輸入端連接，MOS管Q1、供電電路分別與控制芯片連接；所述反激式變壓器的次級側繞組Ns —端接變壓器次級側地，另一端與輸出整流電路的輸入端連接，輸出整流電路的輸出端與輸出濾波電路的輸入端連接，反饋電路分別與輸出濾波電路和控制芯片連接，所述橋式整流電路和大電容C1之間設有功率因數校正電路，所述功率因數校正電路包括一個電感L1和三個二極管D5、D6和D7 ;橋式整流電路輸出端與大電容C1正端之間串接電感L1和二極管D5,且二極管D5負端與大電容C1正端連接，二極管D5正端與電感L1 一端連接，在電感L1另一端與大電容C1正端之間串接二極管D7,所述二極管D7正端與電感L1另一端連接，二極管D7負端與大電容C1正端連接；所述反激式變壓器初級側繞組Np分為串聯的繞組Npi和NP2，在二級管D5正端與繞組Npi和Np2的抽頭端之間連接一個二極管D6, 二極管D6負端與繞組Npi和Np2的抽頭端連接，二級管D6正端與二極管D5正端連接，所述繞組Npi非抽頭端與電容C1正端連接，大電容C1負端接變壓器初級側地，所述繞組Np2的非抽頭端與MOS管Q1連接。所述橋式整流電路包括DpD2、D3和D4四個二極管，二極管D3正端、二極管D1負端與濾波電路的一輸出端連接，二極管隊正端、二極管D2負端與濾波電路的另一輸出端連接，二極管Dp D2正端接變壓器初級側地。所述電感L1另一端與橋式整流電路中二極管D3、D4負端連接。所述繞組Np2的非抽頭端與MOS管Q1漏極連接，MOS管Q1柵極與控制芯片的脈寬調制輸出引腳連接，MOS管Q1的源極與電流偵測電阻R1 —端、控制芯片的電流偵測引腳連接，電流偵測電阻R1另一端接變壓器初級側地。所述反饋電路一端與輸出濾波電路連接，另一端與控制芯片的輸出反饋引腳連接。·
所述供電電路與控制芯片的供電引腳連接。所述濾波電路為EMI濾波電路。所述控制芯片為PWM控制芯片。采用以上技術方案，本發明在橋式整流電路和大電容C1之間設有功率因數校正電路，該電路利用一個電感和三個二級管組成一個結構簡單的電路，該電路可以將功率因數提高到759Γ90%，而且電子零件少，電路結構簡單，降低了設計和生產成本。
下面結合附圖對本發明作進一步詳細的說明圖I是傳統的不帶有功率因數校正功能的反激式電源的電路原理圖；圖2是現有的液晶顯示產品中開關電源所使用的功率因數校正電路原理圖；圖3是本發明一種具有功率因數校正功能的反激式電源的電路原理圖；圖4是傳統的不帶有功率因數校正功能的反激式電源的交流輸入的電壓和電流波形圖；圖5是本發明具有功率因數校正功能的反激式電源的交流輸入的電壓和電流波形圖。
具體實施例方式根據圖3所示，一種具有功率因數校正功能的反激式電源，用在液晶顯示產品上，其包括交流電源7、濾波電路I、橋式整流電路2、大電容C1、反激式變壓器10、輸出整流電路4、輸出濾波電路5、M0S管Q1、控制芯片8、反饋電路6和供電電路9 ;所述交流電源7與濾波電路I輸入端連接，濾波電路I輸出端與橋式整流電路2輸入端連接，MOS管Q1、供電電路9分別與控制芯片8連接；所述反激式變壓器10的次級側繞組Ns —端(Ns繞組的非打點端)接變壓器次級側地，另一端(Ns繞組的打點端)與輸出整流電路4的輸入端連接，輸出整流電路4的輸出端與輸出濾波電路5的輸入端連接，反饋電路6分別與輸出濾波電路5和控制芯片8連接，所述橋式整流電路2和大電容C1之間設有功率因數校正電路3，所述功率因數校正電路3包括一個電感L1和三個二極管D5、D6和D7 ;橋式整流電路2輸出端與大電容C1正端之間串接電感L1和二極管D5,且二極管D5負端與大電容C1正端連接，二極管D5正端與電感L1 一端(302端)連接，電感L1另一端(301端)與橋式整流電路2輸出端連接，電感L1另一端(301端)與大電容C1正端之間串接二極管D7，所述二極管D7正端與電感L1另一端(301端)連接，二極管D7負端與大電容C1正端連接，D7 二極管的作用是讓該開關電源通電時或做快速開關電源時，由于該開關電源輸入電壓與大電容Cl存在較大的壓差,使得開關電源輸入端產生一沖擊電流通過D7 二極管向大電容Cl充電，以阻止電感LI在該開關電源通電時或做快速開關電源時產生飽和導通問題；所述反激式變壓器10初級側繞組Np分為串聯的繞組Npi和Np2，在二級管D5正端與繞組Npi和Np2的抽頭端之間連接一個二極管D6,二極管D6負端和與繞組Npi和Np2的抽頭端連接，二級管D6正端與二極管D5正端連接，所述繞組Npi非抽頭端(繞組Npi的非打點端)與電容Cl正端連接，大電容C1負端接變壓器初級側地，所述繞組Np2的非抽頭端(繞組Np2的打點端)與MOS管Ql連接。所述橋式整流電路2包括Di、D2、D3和D4四個二極管，二極管D3正端、二極管D1負端與EMI濾波電路I的一輸出端(L端)連接，二極管D4正端、二極管D2負端與濾波電路I的另一輸出端(N端)連接，二極管Dp D2正端接變壓器初級側地。所述電感L1另一端(301端)與橋式整流電路2中二極管D3、D4負端連接。
所述反激式變壓器10的繞組Np2的非抽頭端(繞組Np2的打點端)與MOS管Ql漏極連接，MOS管Ql柵極與控制芯片8的脈寬調制輸出引腳連接，MOS管Ql的源極與電流偵測電阻R1 —端、控制芯片8的電流偵測引腳連接，電阻R1另一端接變壓器初級側地。所述反饋電路6 —端與輸出濾波電路5連接，另一端與控制芯片8的輸出反饋引腳連接。所述供電電路9與控制芯片8的供電引腳連接。所述濾波電路I為EMI濾波電路。所述控制芯片8為PWM控制芯片。以下為本發明的動作原理I、當MOS管Q1導通(turn on)時，大電容C1正端的電壓V4全部加在反激式變壓器10的Np繞組(包含繞組Npl和Np2)上，此時反激式變壓器10的繞組Np1、Np2和次級側繞組Ns的非打點端電位極性為“ + ”，打點端電位極性為并在D6 二極管負端產生一電壓
V3=V4^Np2/ (Npl+Np2) =V4*Np2/Np,其中Npl表示繞組Npl圈數；Np2表示繞組Np2圈數；Np表示繞組Npl和Np2總圈數(I)若二極管D3、D4負端電壓V1MfVf (D6)，則電感L1產生一電流Ili (t) = Ili (t0)苴中Iu (t0)為電感L1在MOS管Q1導通瞬間的初使電流，Ili (t0)彡0A，t彡Ton (M0S管Ql每一周期的導通時間)，LI為電感L1電感量，Vf (D6)為二極管D6正向導通電壓，此時電感L1開始儲能，該電感LJOl端電位極性為“ + ”，該電感^302端電位極性為該電流Iu (t)路徑為電感L1 — 二極管D6正端一二極管D6負端一繞組Np2非打點端一繞組Np2打點端—MOS管Q1漏極一MOS管Q1源極該電流Iu (t)流經反激式變壓器10的繞組Np2時，反激式變壓器10開始做儲能動作，將電流Iu (t)轉化為磁能存儲在反激式變壓器10的氣隙(Gap)當中，同時大電容Cdf產生另一電流
Ici (t) = [Hgap*Xgap+HL*XL_Np2*IL1 (t) ] /Np,其中Hgap 為反激式變壓器 10 氣隙中的磁場強度，Xgap為氣隙長度，Hl為反激式變壓器10磁芯中的磁場強度，Xl為反激式變壓器10磁芯長度，該電流Ia (t)路徑為大電容C1正端一繞組Npl非打點端一繞組Npl打點端一繞組Np2非打點端一繞組Np2打點端一MOS管Q1漏極一MOS管Q1源極該電流Ia⑴流經反激式變壓器10的繞組Npl、Np2時，同樣的也將電流Ia⑴轉化為磁能儲存在反激式變壓器10的氣隙當中，故當MOS管Q1導通(turn on)后經過Ton時間，反激式變壓器10存儲的能量為Wn = l/2*LNp2*IL1 (Ton) 2+1/2*LNp*Ic1 (Ton)2;Lnp2為反激式變壓器10的繞組Np2的電感量，Lnp為反激式變壓器10的繞組Npl+Np2的電感量。
同時電感L1中存儲的能量為ffL1 = 1/2*L1*Il1 (Ton) 2LI為電感L1的電感量②若Vi〈V3+Vf (D6),則電感L1不做任何能量存儲并且無能量輸入到反激式變壓器10當中，此時反激式變壓器10完全通過大電容C1正端提供電能進行存儲，并在反激式變壓器10的初級側繞組Np(Np=Np1+Np2)產生一電流Inp (t)，路徑為大電容C1正端一繞組Npl非打點端一繞組Npl打點端一繞組Np2非打點端一繞組Np2打點端一MOS管Q1漏極一MOS管Q1源極其INp⑴電流大小為Inp (t) =Inp0+ (V4/LNp) *，其中1_為反激式變壓器10繞組Npl和Np2上的初始電流，Inp0 ^ 0A, Lnp為反激式變壓器10初級側繞組Np的電感量，故當MOS管Ql導通(turn on)后經過Ton時間，反激式變壓器10存儲的能量為Wn = l/2*LNp*INp(Ton)22103管％截止(turn off )時，反激式變壓器10所有繞組的打點端與非打點端的電位極性反轉，即反激式變壓器10的繞組Np1、Np2和次級側繞組Ns的非打點端電性由“ + ”變為打點端電性由變為“ + ”，由于反激式變壓器10的次級繞組Ns的打點端與輸出整流電路4的輸入端連接，故反激式變壓器10氣隙中存儲的能量從次級側繞組Ns釋放出來，經輸出整流電路4整流后再經過輸出濾波電路5進行濾波后得到一輸出電壓為Vout的直流電，同時電感L1兩端電極性反轉，即=L1電感301端電位極性由“ + ”變為“_”，該1^電感302端電位極性由變為“ + ”，此時二極管D6負端電壓V3=V4+Vout*Npl/Ns大于大電容C1正端V4電壓，故電感L1將存儲的能量經二極管D5提供給大電容C1正端進行充電。D6 二極管負端在MOS管Q1導通(turn on)時產生一電壓V3=V4*Np2/ (Np1+Np2) =V4*Np2/Np,可通過調整Npl與Np2圈數比例來控制V3電壓大小，當n=Npl/Np2比值越大時，V3=V4*Np2/ (Np1+Np2) =V4*/ (n+1)電壓越小，而當橋式整流電路2輸出端電壓V1只要大于V3,則電感L1就會在MOS管Q1導通Ton時間內從交流電源7中取得電能并轉化為磁能存儲在電感L1中，同時電感L1中的電流通過反激式變壓器10的繞組Np2將電能轉化為磁能存儲在反激式變壓器10的鐵芯氣隙當中，而V3越小，則橋式整流電路2輸出端電壓V1也只需較小的電壓就能使電感L1在MOS管Q1導通期間進行儲能，這就使得交流電源7輸入的每半個工頻周期內的電流導通時間變長，也即交流電源7輸入的電流導通角增大，使得該電源產品的功率因數得到較大的提高與改善，使所設計出來電源產品的諧波分量大大減小，從而避免了較大功率的電源產品產生較大的電流諧波分量造成電網系統受到污染問題。圖4為圖I傳統的不帶有功率因數校正功能的反激式電源電路的交流輸入的電壓和電流波形，其在交流工頻的半周期內電流導通時間At很小，且其電流脈沖尖峰電流很大。圖5為本發明圖3對應的交流輸入的電壓和電流波形，其在交流工頻的半周期內電流導通時間At較大，且其電流脈沖尖峰電流較小。該具有功率因數校正功能的反激式電源可以將功率因數提高至75°/Γ90%，且在正常工作時由于反激式變壓器10電能由電感L1和大電容仏共同提供的，故對于較大功率(如90w)的反激式開關電源，其大電容C1仍可使用容值較小的電容。·
權利要求
1.一種具有功率因數校正功能的反激式電源，用在液晶顯示產品上，其包括交流電源、濾波電路、橋式整流電路、大電容C1、反激式變壓器、輸出整流電路、輸出濾波電路、MOS管Q1、控制芯片、反饋電路和供電電路；所述交流電源與濾波電路輸入端連接，濾波電路輸出端與橋式整流電路輸入端連接，MOS管Q1、供電電路分別與控制芯片連接；所述反激式變壓器的次級側繞組Ns —端接變壓器次級側地，另一端與輸出整流電路的輸入端連接，輸出整流電路的輸出端與輸出濾波電路的輸入端連接，反饋電路分別與輸出濾波電路和控制芯片連接，其特征在于所述橋式整流電路和大電容C1之間設有功率因數校正電路，所述功率因數校正電路包括一個電感L1和三個二極管D5、D6和D7 ;橋式整流電路輸出端與大電容C1正端之間串接電感L1和二極管D5,且二極管D5負端與大電容C1正端連接，二極管D5正端與電感L1 一端連接，在電感L1另一端與大電容C1正端之間串接二極管D7,所述二極管D7正端與電感L1另一端連接，二極管D7負端與大電容C1正端連接；所述反激式變壓器初級側繞組Np分為串聯的繞組Npi和NP2，在二級管D5正端與繞組Npi和Np2的抽頭端之間連接一個二極管D6, 二極管D6負端與繞組Npi和NP2的抽頭端連接，二級管D6正端與二極管D5正端連接，所述繞組Npi非抽頭端與電容C1正端連接，大電容C1負端接變壓器初級側地，所述繞組Np2的非抽頭端與MOS管Q1連接。
2.根據權利要求I所述的一種具有功率因數校正功能的反激式電源，其特征在于所述橋式整流電路包括DpD2、D3和D4四個二極管，二極管D3正端、二極管D1負端與濾波電路的一輸出端連接，二極管D4正端、二極管D2負端與濾波電路的另一輸出端連接,二極管DpD2正端接變壓器初級側地。
3.根據權利要求2所述的一種具有功率因數校正功能的反激式電源，其特征在于所述電感LI另一端與橋式整流電路中二極管D3、D4負端連接。
4.根據權利要求I所述的一種具有功率因數校正功能的反激式電源，其特征在于所述繞組Np2的非抽頭端與MOS管Q1漏極連接，MOS管Q1柵極與控制芯片的脈寬調制輸出引腳連接，105管％的源極與電流偵測電阻&一端、控制芯片的電流偵測引腳連接，電流偵測電阻R1另一端接變壓器初級側地。
5.根據權利要求I所述的一種具有功率因數校正功能的反激式電源，其特征在于所述反饋電路一端與輸出濾波電路連接，另一端與控制芯片的輸出反饋引腳連接。
6.根據權利要求I所述的一種具有功率因數校正功能的反激式電源，其特征在于所述供電電路與控制芯片的供電引腳連接。
7.根據權利要求I所述的一種具有功率因數校正功能的反激式電源，其特征在于所述濾波電路為EMI濾波電路。
8.根據權利要求I所述的一種具有功率因數校正功能的反激式電源，其特征在于所述控制芯片為PWM控制芯片。
全文摘要
本發明公開了一種具有功率因數校正功能的反激式電源，其用在液晶顯示產品上，其包括交流電源、濾波電路、橋式整流電路、大電容C1、反激式變壓器T1、輸出整流電路、輸出濾波電路、MOS管Q1、控制芯片、反饋電路和供電電路，在橋式整流電路和大電容C1正端之間設有功率因數校正電路，該電路可以將功率因數提高至75%~90%，而且涉及的電子零件較少，結構簡單，設計制造成本低。
文檔編號H02M3/335GK102931847SQ20121037753
公開日2013年2月13日 申請日期2012年9月29日 優先權日2012年9月29日
發明者余祚尚, 肖榮軍 申請人:福建捷聯電子有限公司