專利名稱：交流電機的控制裝置及控制方法
技術領域：
本發明設計一種交流電機的控制裝置及控制方法，更詳細來說，涉及一種考慮了對定子的電樞繞組進行通電的電流的偏移量的控制裝置及控制方法。
背景技術：
近年來，應用逆變器作為交流電機的驅動裝置的技術得到普及，與以往的技術相t匕，控制性能顯著提升。在很多情況下，利用應用了逆變器的驅動裝置的控制，來檢測出流向定子的電樞繞組的各相的電流及轉子的旋轉相位，并且基于來自外部的轉矩指令值，通過控制矩形波電壓的相位，或者采用脈沖寬度調制(PWM)方式控制電壓有效值，來調整輸出轉矩。還有檢測出與疊加在電流上的直流成分等的偏移量，進行減小該與疊加在電流上的直流成分等的偏移量的控制的技術。在專利文獻I中公開了檢測出這種電流偏移量的技術的例子。專利文獻I的電機的控制裝置具有:輸出驅動電流的逆變器部，檢測驅動電流值的電流值檢測單元，辨別偏移量值單元，信號處理部。辨別偏移量值單元用來在沒有向電機導通驅動電流的狀態下，基于電流值檢測信號檢測出直流級別的偏移量值。另外，信號處理部基于電流值檢測信號來生成除去偏移量值的控制信號，并且進行控制。由此，由于不需要用于調整偏移量值的特殊的調整電路，所以能夠實現控制裝置的小型化、簡略化，并且能夠高精度地控制電機的旋轉。[現有技術文獻][專利文獻]專利文獻1:日本特開平8-149882號公報此外，在專利文獻I的控制裝置中，由于在沒有向電機導通驅動電流的非驅動狀態下檢測出電流偏移量，所以能夠檢測出電流值檢測單元的零點誤差并進行補正。然而，電流偏移量不限于由檢測誤差而引起的假設的量，還可能是在驅動時與直流成分等重疊(疊力口)而實際產生的量。另外，還有電流偏移量根據電機的動作狀況而發生變化的情況。例如，若在三相之間的電源電線的特性不均衡(產生偏差)，則僅在電流流過時產生電流偏移量。另外，若存在轉子的旋轉相位的檢測誤差，則電流偏移量會根據檢測誤差的大小或正負而發生變化。專利文獻I的控制裝置不能檢測出在電機的動作狀態下產生的實際的電流偏移量，并且也不能夠檢測出電流偏移量的變化。另外，在基于轉矩指令值來控制矩形波電壓的相位的控制裝置中，每經過電角度的180°進行一次切換矩形波的正負的控制，但是不具有控制改變正負電壓的振幅的功能。因此，假設有電流偏移量產生，也不能夠除去該電流偏移量。
發明內容
本發明是鑒于上述背景技術的問題點而提出的，本發明要解決的問題在于，提供一種在進行電壓的相位控制的交流電機的動作狀態下檢測出電流偏移量，并且通過控制電壓波形來抑制或除去電流偏移量的控制裝置及控制方法。解決上述問題的第一技術方案的交流電機的控制裝置，以交流電機作為控制對象來進行控制，所述交流電機具有:電流檢測單元，其檢測在對定子的電樞繞組上施加電壓時流過的各相的電流；相位檢測單元，其檢測轉子的旋轉相位。該交流電機的控制裝置在考慮所述各相的電流的偏移量的前提下，控制所述電壓的波形，該交流電機的控制裝置的特征在于，具有:電壓相位設定單元，其基于來自外部的轉矩指令值，在所述轉子的旋轉相位的上設定用于施加所述電壓的電壓相位；偏移量檢測單元，其根據由所述電流檢測單元檢測出的所述各相的電流，來分別檢測所述偏移量；開關控制單元，其針對每個根據由所述相位檢測單元檢測出的所述轉子的旋轉相位而得到的電角度的半個周期，獲得將所述電壓的波形切換成脈沖寬度調制波形或者矩形波形的控制時間點；波形切換單元，當檢測出的所述偏移量為正值時，將所述電壓的波形切換成正的所述脈沖寬度調制波形和負的所述矩形波形，當所述偏移量為負值時，將所述電壓的波形切換成負的所述脈沖寬度調制波形和正的所述矩形波形，當所述偏移量為O時，將所述電壓的波形切換成正的所述矩形波形及負的所述矩形波形。第二技術方案的發明，在第一技術方案所述的交流電機的控制裝置中，還具有:電壓振幅設定單元，其設定頻率及電壓振幅能夠改變的正弦波波形的所述電壓振幅；脈沖寬度調制單元，其通過基于比較結果的導通截止控制來生成所述脈沖寬度調制波形，所述比較結果是指，對采用規定頻率并且具有規定電壓振幅的三角波狀的載波波形與正弦波波形進行大小比較的結果。第三技術方案的發明，在第二技術方案所述的交流電機的控制裝置中，所述偏移量越大，所述電壓振幅設定單元將所述正弦波波形的電壓振幅設定得越小，所述偏移量越小，所述電壓振幅設定單元將所述正弦波波形的電壓振幅設定得越大；所述脈沖寬度調制單元，將所述正弦波波形大于所述載波波形的時間段作為脈沖寬度調制的導通時間。第四技術方案的發明，在第二技術方案或者第三技術方案所述的交流電機的控制裝置中，所述電壓振幅設定單元，預先保持所述偏移量與所述正弦波波形的電壓振幅的關系O第五技術方案的發明，在第二技術方案或者第三技術方案所述的交流電機的控制裝置中，所述電壓振幅設定單元，根據所述偏移量的大小進行所述正弦波波形的電壓振幅的反饋控制。第六技術方案的發明，在第一技術方案 第五技術方案中任一項所述的交流電機的控制裝置中，還具有轉矩檢測單元，該轉矩檢測單元用于檢測出輸出轉矩；所述電壓相位設定單元，根據所述轉矩指令值及檢測出的所述輸出轉矩進行反饋控制，從而設定所述電壓相位。第七技術方案的交流電機的控制方法的發明提供一種交流電機的控制方法，以交流電機作為控制對象來進行控制，所述交流電機具有:電流檢測單元，其檢測在對定子的電樞繞組上施加電壓時流過的各相的電流；相位檢測單元，其檢測轉子的旋轉相位。該交流電機的控制方法在考慮所述各相的電流的偏移量的前提下，控制所述電壓的波形，該交流電機的控制方法的特征在于，包括:電壓相位設定步驟，基于來自外部的轉矩指令值，在所述轉子的旋轉相位的上設定用于施加所述電壓的電壓相位；偏移量檢測步驟，根據由所述電流檢測單元檢測出的所述各相的電流，來分別檢測所述偏移量；開關控制步驟，針對每個根據由所述相位檢測單元檢測出的所述轉子的旋轉相位而得到的電角度的半個周期，獲得將所述電壓的波形切換成脈沖寬度調制波形或者矩形波形的控制時間點；波形切換步驟，當檢測出的所述偏移量為正值時，將所述電壓的波形切換成正的所述脈沖寬度調制波形和負的所述矩形波形，當所述偏移量為負值時，將所述電壓的波形切換成負的所述脈沖寬度調制波形和正的所述矩形波形，當所述偏移量為O時，將所述電壓的波形切換成正的所述矩形波形及負的所述矩形波形。在第一技術方案的交流電機的控制方法的發明中，基于來自外部的轉矩指令值來設定電壓相位，基于各相的電流檢測出各相電流的偏移量，每經過電角度的半個周期，進行將電壓波形切換成脈沖寬度調制波形或者矩形波形的切換控制，并且根據偏移量的正值、負值及O來進行選擇電壓波形的控制。即，在產生電流偏移量時，交替切換與電流偏移量極性相同的脈沖寬度調制波形和極性不同的矩形波形。由此，有意識地將電壓波形控制為正負電壓(有效值的絕對值)大小不均等的波形，從而能夠抑制并且除去電流偏移量在第二技術方案的發明中，通過基于比較結果的導通截止控制來生成脈沖寬度調制波形，該比較結果是指，對采用規定頻率并且具有規定電壓振幅的三角波狀的載波波形與頻率及電壓振幅能夠改變的正弦波波形進行大小比較而得的結果。由此，控制脈沖寬度調制的導通時間，從而能夠自由地控制脈沖寬度調制波形的有效值。因此，根據電流偏移量的正負及絕對值的大小，能夠以能夠改變的方式設定電壓波形的正負電壓不均等的程度，從而能夠良好地除去電流偏移量。在第三技術方案的發明中，偏移量越大則將正弦波波形的電壓振幅設定為越小，偏移量越小則將正弦波波形的電壓振幅設定為越大，將正弦波波形大于載波波形的時間段作為脈沖寬度調制的導通時間。即，由于偏移量越大則正弦波波形的電壓振幅越小，導通時間也減少，所以與電流偏移量極性(正負)相同的脈沖寬度調制波形的有效值變小。另一方面，與電流偏移量極性(正負)不同的矩形波形的有效值恒定。因此，電壓波形的正負電壓不均等的程度變大，能夠恰當地除去很大的偏移量。另外，由于偏移量越小則正弦波波形的電壓振幅越大，導通時間也增加，所以與電流偏移量極性(正負)相同的脈沖寬度調制波形的有效值接近于與電流偏移量極性(正負)不同的矩形波形的有效值。因此，電壓波形的正負電壓不均等的程度變小，能夠恰當地除去很小的偏移量。在第四技術方案的發明中，預先保持有偏移量與正弦波波形的電壓振幅的關系。因此，能夠基于檢測出的偏移量立即求出正弦波波形的電壓振幅，使控制簡單化。在第五技術方案的發明中，根據偏移量的大小進行正弦波波形的電壓振幅的反饋控制。因此，通過反饋控制來優化電壓振幅，從而能夠可靠地抑制電流偏移量，實現在大致恒定的動作狀態下將偏移量收斂為O。在第六技術方案的發明中，還具有用于檢測輸出轉矩的轉矩檢測單元，基于轉矩指令值及檢測出的輸出轉矩，通過反饋控制來設定電壓相位。通過除去電流偏移量并且進行輸出轉矩的反饋控制，能夠進一步提高控制的精度，從而實現交流電機的良好的動作。第七技術方案的交流電機的控制方法的發明，具有實行第一技術方案的各單元的功能的各步驟。本發明還能夠作為控制方法來實施，其效果與第一技術方案相同。
圖1是說明包括實施方式的交流電機的控制裝置及作為控制對象的交流電機的整體結構的圖。圖2是說明實施方式的控制裝置的功能單元的框圖。圖3是說明利用偏移量檢測單元檢測出電流的偏移量的方法的示意圖。圖4是表示通過實施方式的控制裝置控制電壓的處理流程的流程圖。圖5A、5B是說明在偏移量很大時的實施方式的交流電機的控制裝置的動作的示意圖，圖5A是PWM(Pulse Width Modulation:脈寬調制)單元內的正弦波波形及載波波形，圖5B是表示從波形切換單元發出的指令即控制信號的波形。圖6A、6B是與圖5A、5B同樣地說明在偏移量的大小為中等程度時的動作的示意圖。圖7A、7B是與圖5A、5B同樣地說明在偏移量很小時的動作的示意圖。圖8是說明另一個實施方式的控制裝置的功能單元的框圖。其中，附圖標記說明如下:1、10:交流電機的控制裝置，IM:微型計算機，11:偏移量檢測單元，12、120:電壓相位設定單元，13:開關控制單元，14:電壓振幅設定單元，15:PWM單元(脈沖寬度調制單元)，16:波形切換單元，17:轉矩檢測單元，2:逆變器電路，22UU、22UL:U相正側、U相負側開關器件，22VU、22VL:V相正側、V相負側開關器件，22WU.22WL:W相正側、W相負側開關器件，24U、24V、24W:U 相、V 相、W 相輸出端子，25U、25V、25W:電源電線，3:直流電源，3U:正側端子，31:負側端子，4:驅動電路，9:交流電機，91:定子，92 94:電樞繞組，95:相位傳感器，96:相位處理裝置，97U.97V.97ff:電流傳感器，
iu、iv、i w:電流檢測信號，IUO、IVO、IffO:偏移量，Θ 1、Θ 2:相位檢測信號，Θ V:電壓相位，tmg:控制時間，Treq:轉矩指令值，Tout:輸出轉矩，sin、Usin、Vsin、Wsin:正弦波波形，Es、UEs、VEs、WEs:電壓振幅，pwm、Upwm> Vpwm> Wpwm:PWM 波形(脈沖寬度調制波形)，sqr、Usqr、Vsqr、Wsqr:矩形波形，Cr:載波波形，Tonl Tonl4:導通時間，CU CW:控制信號，DUU DWL:通電控制信號。
具體實施例方式參考圖1 圖7Α、7Β，針對本發明的實施方式的交流電機的控制裝置進行說明。圖1是說明包括實施方式的交流電機的控制裝置I及作為控制對象的交流電機9的整體結構的圖。作為交流電機9的驅動源，采用了逆變器電路2、直流電源3及驅動電路4的組合。控制裝置I向驅動電路4發送控制信號CU、CV、CW，通過驅動逆變器電路2來最終控制交流電機9。首先，參考圖1，對整體結構進行詳細的說明。交流電機9主要由定子91和轉子構成，其中定子91具有Y形連接的三相電樞繞組92、93、94，轉子具有圖中省略的磁極對。在本實施方式中，對電樞繞組92、93、94的極數及轉子的磁極對的數量沒有特別的限制。作為檢測出轉子的旋轉相位的相位檢測單元，設置有相位傳感器95。對相位傳感器95的檢測方式沒有限制，例如能夠采用旋轉變壓器(Resolver)。將相位傳感器95的相位檢測信號Θ I輸出至相位處理裝置96,并通過相位處理裝置96將相位檢測信號Θ I轉換成控制裝置I能夠獲取的形式即相位檢測信號Θ2。逆變器電路2 —邊將直流電源3的直流電壓Edc的波形轉換成脈沖寬度調制波形(PWM波形，下面將脈沖寬度調制簡稱為PWM)或者矩形波形來控制相位，一邊輸出PWM波形或者矩形波形，該逆變器電路2由圖中所示三相橋式電路構成。即，在直流電源3的正側端子3U和負側端子3L之間串聯有U相正側開關器件22UU和U相負側開關器件22UL (附圖標記的第一個后綴的U、V、W表示相，第二個后綴的U表示正側，L表示負側)。在兩個開關器件22UU、22UL之間設置有U相輸出端子24U。同樣，在V相正側開關器件22VU和V相負側開關器件22VL之間設置有V相輸出端子24V，在W相正側開關器件22WU和W相負側開關器件22WL之間設置有W相輸出端子24W。逆變器電路2使用例如場效應晶體管(FET)作為六個開關器件22UU 22WL，并且能夠通過通電控制信號DUU DWL分別對該六個開關器件22UU 22WL進行單獨地控制，使這六個開關器件22UU 22WL在導通狀態及截止狀態之間切換。
逆變器電路2的三相的輸出端子24U、24V、24W通過電源電線25U、25V、25W分別連接到定子91的三相的電樞繞組92、93、94的施加端上。在電源電線25U、25V、25W上，即逆變器電路2與電樞繞組92、93、94的施加端之間，設置有作為電流檢測單元的各相的電流傳感器97U、97V、97W。電流傳感器97U、97V、97W檢測出的線電流與電樞繞組92、93、94的相電流一致。對電流傳感器97U、97V、97W的檢測方式沒有限制，例如，能夠采用使用分流電阻的傳感器或者應用霍爾效應的傳感器等。將電流傳感器97U、97V、97W的電流檢測信號iu、iv、iw發送至控制裝置I。控制裝置I具有微型計算機1M，根據軟件進行動作以及執行控制邏輯。控制裝置I采用規定的采樣間隔Tl，從相位處理裝置96獲取相位檢測信號Θ 2，并且在控制裝置I的內部將獲取的檢測信號Θ2轉換成電角度Ge。進而，控制裝置I通過用此次獲取的電角度Θ e的值與上一次獲取的值之間的變化量除以采樣間隔Tl來求得旋轉速度，從而計算出轉速N。另外，控制裝置I以采樣間隔Tl通過電流傳感器97U、97V、97W獲取三相的電流檢測信號iu、iv、i W。并且，控制裝置I接收來自外部的作為動作指令值的轉矩指令值Treq。控制裝置I在考慮電角度Θ e及后述的電流的偏移量IUO、IVO、IffO的前提下，基于轉矩指令值Treq生成三相的控制信號⑶、CV、Cff,并將該三相的控制信號發送至驅動電路5。控制信號⑶、CV、CW為控制導通與截止的切換時間的信號。另外，控制裝置I具有通過復位信號RST對驅動電路4進行復位的功能。驅動電路4將從控制裝置I接收的控制信號⑶、CV、CW進行轉換，生成通電控制信號DUU DWL，并將它們發送至六個開關器件22UU 22WL。由此，控制各開關器件22UU 22WL的開閉(導通和截止)，并且控制將直流電源3的直流電壓Edc施加在電樞繞組92、93、94上的時間段。施加的電壓為PWM波形或者矩形波形，PWM波形的有效值比矩形波形的有效值小。另外，由于各相的電樞繞組92、93、94包含電感部分，所以流經的電流的波形變為大致正弦波狀。接著，針對控制裝置I所具有的功能單元進行說明。圖2是說明實施方式的控制裝置I的功能單元的框圖。如圖所示，控制裝置I具有偏移量檢測單元11、電壓相位設定單元12、開關控制單元13、電壓振幅設定單元14、PWM單元15及波形切換單元16。偏移量檢測單元11根據從電流傳感器97U、97V、97W獲取的三相的電流檢測信號iu、iv、iw，檢測出各相的電流的偏移量IU0、IV0、IW0。圖3是說明利用偏移量檢測單元11檢測出電流的偏移量IUO的方法的示意圖。由于三相的偏移量IU0、IV0、IW0的檢測方法相同，所以在此以U相為例進行說明。圖3的橫軸表示相位(電角度0e)，縱軸表示U相的電流檢測信號iu，實線的曲線為實際流向電樞繞組92的U相電流波形，白圈表示通過采樣間隔Tl獲取的離散的瞬時值。偏移量檢測單元11求得在電角度Θ e的一個周期內的所有白圈的瞬時值相加的和。接著，通過進行用該相加的和除以采樣個數的平均值運算，來求得U相偏移量IU0。如上所述，電流波形為大致正弦波形，在沒有偏移量時一個周期中的瞬時值正負各半數，相加的和大致為O。另一方面，在有偏移量時，由于各瞬時值僅偏移了偏移量大小的量，所以上述相加的和的值大致為偏移量乘以采樣個數所得到的值。因此，根據上述的平均值運算能夠求得U相偏移量IU0。在圖3中例示了產生了正的偏移量IUO的情況。偏移量檢測單元11將檢測出的三相的偏移量IUO、IVO、IffO發送至電壓振幅設定單元14及波形切換單元16。
電壓相位設定單元12基于來自外部的轉矩指令值Treq，在用電角度Θ e表示的轉子的旋轉相位(的基礎)上設定施加電壓的電壓相位θν。該電壓相位Θ V不僅可以參照轉矩指令值Treq來確定,還可以參照轉速N來確定。在實際應用中，電壓相位θ V能夠利用眾所周知的d_q坐標變換法來計算。另外，還可以從以轉矩指令值Treq及轉速N作為參數的一覽表形式的圖表來求得電壓相位θν。電壓相位設定單元12將求得的電壓相位θν發送至開關控制單元13。開關控制單元13，針對每個根據由相位傳感器95檢測出的轉子的旋轉相位Θ I而得到的電角度Θ e的半個周期(每經過所述半個周期)，獲得將電壓波形切換成PWM波形或者矩形波形的控制時機(timing，時間點)。S卩，開關控制單元13通過將檢測出的當前的電角度Ge與通過電壓相位設定單元12設定的電壓相位Θ V相比較，一邊使三相的電壓順次延遲120°，一邊設定用于切換正負的控制時間點(時機)tmg。在電角度的一個周期內，在三相上分別出現兩次控制時間點tmg。開關控制單元13將控制時間點tmg (的信息)發送至波形切換單元16。電壓振幅設定單元14設定頻率及能夠由電壓振幅能夠改變的正弦波波形sin的電壓振幅Es。詳細來說，偏移量IUO、IVO、IWO (嚴格上來說，為偏移量的絕對值)越大，電壓振幅設定單元14將用于該相的控制的正弦波波形sin的電壓振幅Es設定為越小；而偏移量IUO、IVO、IffO越小，電壓振幅設定單元14將正弦波波形sin的電壓振幅Es設定為越大。另外，在偏移量IUO、IVO、IffO為O時，則將正弦波波形sin的電壓振幅Es設定為無限大，但受到實際裝置的性能上限的限制而飽和。正弦波波形sin的電壓振幅Es能夠根據各相而設定為不同的值(UEs、VEs、WEs)。電壓振幅設定單元14將設定的電壓振幅Es發送至PWM單元15。在本實施方式中，電壓振幅設定單元14根據偏移量IU0、IV0、IW0的大小來進行正弦波波形sin的電壓振幅Es的反饋控制。然而，并不限于此，電壓振幅設定單元14還可以預先保持偏移量IU0、IV0、IW0與正弦波波形sin的電壓振幅Es的關系，并且基于該關系來設定電壓振幅Es。此外，并不限于用電壓振幅設定單元14實施，控制裝置I還具有設定正弦波波形sin的頻率fs的功能。控制裝置I在接收轉速指令值進行轉速的控制的情況下，與轉速指令值相對應地設定頻率fs。另外，控制裝置I在沒有控制轉速的功能的情況下，例如以維持當前檢測出的轉速N的方式設定頻率fs。PWM單元15通過基于比較結果的導通截止控制來生成PWM波形pwm,該比較結果是指，對采用規定頻率并且具有規定電壓振幅的三角波狀的載波波形Cr與正弦波波形sin進行大小比較的結果。詳細來說，PWM單元15通過正弦波生成電路生成具有電壓振幅Es和頻率fs的正弦波波形sin。另外，PWM單元15通過載波波生成電路生成采用規定頻率并且具有規定電壓振幅的等腰三角形狀的載波波形Cr。載波波形Cr的形狀不限于等腰三角形狀，還可以采用上升斜率(絕對值)和下降斜率(絕對值)不同的三角形狀。然后，PWM單元15通過比較電路比較載波波形Cr和正弦波波形sin的大小，將正弦波波形sin大于載波波形Cr的時間段作為導通時間Ton。另外，將正弦波波形sin不大于載波波形Cr的時間段作為截止時間Toff。由此，PWM單元15生成導通時間Ton及截止時間Toff交替出現的二值信號波形，S卩，生成PWM波形pwm。PWM單元15將生成的PWM波形pwm發送至波形切換單元16。波形切換單元16從偏移量檢測單元11接收各相的偏移量IUO、IV0, HO,從開關控制單元13接收控制時間點(時機)tmg (的信息)，并且從PWM單元15接收PWM波形pwm。然后，波形切換單元16根據各相的偏移量IU0、IV0、IW0的正值、負值及0，在規定的控制時間點tmg上，每經過電角度Θ e的正或負的半個周期進行一次將該相的電壓波形切換成PWM波形pwm或者矩形波形sqr的動作。即，若偏移量為正值，則波形切換單元16將電壓波形切換成正的PWM波形pwm和負的矩形波形sqr，若偏移量為負值，則將電壓波形切換成負的PWM波形pwm和正的矩形波形sqr，若偏移量為0，則將電壓波形切換成正及負的矩形波形sqr。通過以上述方式，每經過電角度0e的正或負的半個周期，切換一次各相的電壓波形，能夠生成各相的控制信號CU、CV、CW。波形切換單元16將控制信號cu、cv、cw作為指令發送至驅動電路4。接著，針對控制處理流程進行說明。圖4是表示通過實施方式的控制裝置I控制電壓的處理流程的流程圖。圖4示出的流程，在交流電機9的動作中連續重復地執行。在圖中的步驟SI中，電壓相位設定單元12設定電壓相位θν。在下一個步驟S2中，偏移量檢測單元11通過電流傳感器97U、97V、97W獲取電流檢測信號iu、iv、iw。在步驟S3中，偏移量檢測單元11計算出各相電流的偏移量IUO、IVO、IWO。在步驟S4中，電壓振幅設定單元14針對各相設定正弦波波形sin的電壓振幅Es。在下一個步驟S5中，PWM單元15通過正弦波生成電路生成具有電壓振幅Es的正弦波波形sin。然后，在步驟S6中，PWM單元15利用比較電路對載波波形Cr和正弦波波形sin進行比較，以生成PWM波形pwm。在步驟S7中，開關控制單元13通過將檢測出的當前的電角度Θ e與設定的電壓相位Θ V進行比較，來設定切換正負的控制時間點tmg。在步驟S8中，波形切換單元16根據偏移量IU0、IV0、IW0的正值、負值及0，來生成各相的控制信號⑶、CV、CW，并將各相控制信號作為指令發送至驅動電路4。驅動電路4將通電控制信號DUU DWL發送至逆變器電路2，以控制由逆變器電路2施加在交流電機9上的電壓波形。由此，電壓控制的處理流程的一個周期結束，之后循環重復上述處理流程。接著，針對實施方式的交流電機的控制裝置I的動作和作用進行說明。圖5A、5B是說明在偏移量很大時的實施方式的交流電機的控制裝置I的動作的示意圖，圖5A表示PWM單元15內的正弦波波形及載波波形，圖5B表示從波形切換單元16發出的指令即控制信號CU、CV、Cff的波形。同樣，圖6A、6B是說明在偏移量的大小為中等程度時的動作的示意圖，圖7A、7B是說明在偏移量很小時的動作的示意圖，圖5A、5B表示的波形相同，圖6A、6B表示的波形相同，圖7A、7B表不的波形相同。在圖5A中，橫軸為相位(電角度Θ e)，縱軸為電壓，載波波形Cr的電壓振幅為100%。在圖中，分別用實線、點劃線和虛線來表示PWM單元15的正弦波波形sin (Usin、Vsin、Wsin)的U相、V相和W相。另外，用很細的實線來表示載波波形Cr。在圖5B中，橫軸為相位(電角度Θ e),縱軸表示U相、V相及W相的控制信號⑶、CV、Cff的波形的導通及截止狀態。此外，在圖6A、6B及圖7A、7B中的橫軸和縱軸與上述圖5A、5B的橫軸及縱軸的表不方式相同。
圖5A、5B例示了偏移量很大的情況，具體來說，例示了 U相及V相偏移量IU0、IV0為相同程度的很大的正值，并且W相偏移量IWO為絕對值與U相及V相的偏移量相同程度的很大的負值的情況。在本實施方式中，偏移量越大，將正弦波波形Sin的電壓振幅Es設定為越小，因此，在如圖所示的例子中，將各相正弦波波形Usin、Vsin, Wsin的各電壓振幅UEs、VEs、Wes設定為載波波形Cr的振幅的大約50%。在此，以U相控制信號CU為例，對其生成方法進行詳細的說明。在圖5A中，將U相正弦波波形Usin在正的半波內振幅大于載波波形Cr的七段離散的時間段，確定為導通時間Tonl Ton7(圖中的粗線)。另外，將U相正弦波波形Usin的振幅不大于載波波形Cr的時間段，確定為截止時間Toff。將表示在這些導通時間Tonl Ton7與截止時間Toffi間進行切換的U相PWM波形Upwm，反映到U相控制信號⑶中。S卩，由于U相偏移量IUO為正值，所以控制裝置I將電壓波形切換成正的U相PWM波形Upwm和負的U相矩形波形Usqr，從而生成如圖5B所示的U相控制信號⑶。如圖所示，由于U相控制信號⑶在相位從0°到180°的正的半個周期內為U相PWM波形Upwm，所以能夠反映出導通時間Tonl Ton7及截止時間Toff的切換控制時間點。另外，U相控制信號⑶在從相位180°到360°為止的負的半個周期內切換成負的U相矩形波形Usqr，并且一直處于導通狀態。由此，有意識地將U相電壓波形控制為正負電壓(有效值的絕對值)大小不均等并且正負電壓(有效值的絕對值)的差值很大的電壓波形，即控制使負向電壓的有效值大，正向電壓的有效值小。因此，能夠除去U相偏移量IUO的很大的正值。另夕卜，由于V相偏移量IVO與U相的偏移量的大小程度相同且同樣為正值,所以V相控制信號CV的波形與使U相控制信號CU的波形延遲120°后的波形大致相同。即，V相控制信號⑶在相位從120°到300°的正的半個周期內為V相PWM波形Vpwm，反映出導通及截止的切換控制時間點，而在從相位300°到120°為止的負的半個周期內被切換成負的V相矩形波形Vsqr，并且一直處于導通狀態。由此，有意識地將V相電壓波形控制為正負電壓(有效值的絕對值)大小不均等并且正負電壓(有效值的絕對值)的差值很大的電壓波形，即控制為V相電壓的負向電壓有效值大，正向電壓有效值小，從而能夠除去V相偏移量IVO的很大的正值。另外，由于與U相及V相不同，W相偏移量IWO為負值，所以W相控制信號CW的波形與使U相控制信號CU的波形正負翻轉后得到的波形再延遲240°后的波形大致相同。即，W相控制信號CW在相位從240°到60°為止的正的半個周期內為正的W相矩形波形Wsqr，并且一直處于導通狀態，而在相位從60°到240°為止的負的半個周期內為負的W相PWM波形Wpwm，反映出導通及截止的切換控制時間點。由此，有意識地將W相電壓波形控制為正負電壓(有效值的絕對值)大小不均等并且正負電壓(有效值的絕對值)的差值很大的電壓波形，即控制為W相電壓波形的正向電壓有效值大，負向電壓有效值小，從而能夠除去W相偏移量IWO的很大的負值。接著，圖6A、6B例示了偏移量的大小為中等程度的情況，具體來說，例示了 U相及V相偏移量IUO、IVO為大小程度相同的中等程度的正值，并且W相偏移量IWO為絕對值與U相及V相的偏移量相同程度的中等程度的負值的情況。在本實施方式中，由于偏移量變小，所以將正弦波波形的電壓振幅設定為較大的值，在如圖所示的例子中，將各相正弦波波形Usin、VsiruWsin的各電壓振幅設定為大于載波波形Cr的振幅，圖中省略電壓飽和的部分。在圖6A中，將U相正弦波波形Usin在正的半波內振幅大于載波波形Cr的三段離散的時間段，確定為導通時間Ton8 TonlO (圖中的粗線)。另外，將U相正弦波波形Usin的振幅不大于載波波形Cr的時間段，確定為截止時間Toff。與圖5A相比，因正弦波波形Usin的電壓振幅很大,使得導通時間Ton8 TonlO的總和比導通時間Tonl Τοη7的總和大。將表示在這些導通時間Τοη8 TonlO及截止時間Toff之間進行切換的U相PWM波形Upwm反映到U相控制信號⑶中。S卩，由于U相偏移量IUO為正值，所以將電壓波形切換成正的U相PWM波形Upwm和負的U相矩形波形Usqr，從而生成如圖6Β所示的U相控制信號⑶。與圖5Β同樣地，U相控制信號CU在相位從0°到180°的正的半個周期內為U相PWM波形Upwm，反映出導通時間Ton8 TonlO及截止時間Toff的切換控制時間點。另外，U相控制信號⑶在從相位180°到360°為止的負的半個周期切換成負的U相矩形波形Usqr，并且一直處于導通狀態。另外，V相控制信號CV的波形與使U相控制信號⑶的波形延遲120°后的波形大致相同。并且，W相控制信號CW的波形與使U相控制信號CU的波形正負翻轉后得到的波形再延遲240°的波形大致相同。由此，有意識地將各相的電壓波形控制為正負電壓(有效值的絕對值)大小不均等并且正負電壓(有效值的絕對值)的差值為中等程度的電壓波形，從而能夠恰好除去各相偏移量IUO、IVO、IffO的中等程度的正值及負值。接著，圖7A、7B例示了偏移量的大小很小的情況，具體來說，例示了 U相及V相偏移量IUO、IVO為大小程度相同的很小的正值，并且W相偏移量IWO為絕對值與U相及V相的偏移量相同程度的很小的負值的情況。在本實施方式中，偏移量越小，將正弦波波形的電壓振幅設定為越大，在圖7A中，將各相正弦波波形Usin、Vsin、Wsin的各電壓振幅設定為比圖6A的各電壓振幅更大，從而飽和的時間段變長。在圖7A中，將U相正弦波波形Usin在正的半波內振幅大于載波波形Cr的三段離散的時間段確定為導通時間Tonll Tonl3 (圖中的粗線)。另外，將U相正弦波波形Usin的振幅不大于載波波形Cr的時間段確定為截止時間Toff。與圖6A相比，導通時間Tonll Ton13分別比導通時間Ton8 TonlO略微長。將表示在這些導通時間Tonll Τοη13及截止時間Toff之間進行切換的U相PWM波形Upwm反映到U相控制信號⑶中。S卩，由于U相偏移量IUO為正值，所以將電壓波形切換成正的U相PWM波形Upwm和負的U相矩形波形Usqr，從而生成如圖7B所示的U相控制信號⑶。與圖5B同樣地，U相控制信號⑶在相位從0°到180°的正的半個周期內為U相PWM波形Upwm，反映出導通時間Tonll Tonl3及截止時間Toff的切換控制時間點。另外，U相控制信號⑶在從相位180°到360°為止的負的半個周期切換成負的U相矩形波形Usqr，并且一直處于導通狀態。另外，V相控制信號CV的波形與使U相控制信號⑶的波形延遲120°后的波形大致相同。另外，在圖7A中，將W相正弦波波形Wsin的負的半波的振幅比載波波形Cr在負方向上的值更大的一段時間段，確定為導通時間Tonl4(圖中很粗的虛線)。另外，將W相正弦波波形Wsin的振幅沒有比載波波形Cr在負方向上的值更大的時間段，確定為截止時間Toff。導通時間Tonl4為較長的時間段,該導通時間Τοη14成為稍微缺少兩端的半個周期的長時間段。將表示在這些導通時間Τοη14及截止時間Toff之間進行切換的W相PWM波形Wpwm反映到W相控制信號CW中。S卩，由于W相偏移量IWO為接近于O的負值，所以將電壓波形切換成正的W相矩形波形Wsqr和負的W相PMW波形Upwm，從而生成如圖7B所示的W相控制信號CW。W相控制信號CW在相位從240°到60°為止的正的半個周期內為正的W相矩形波形Wsqr，并且一直處于導通狀態，而在相位從60°到240°為止的負的半個周期內為負的W相PWM波形Wpwm，反映出導通時間Tonl4的切換控制時間點。由此，有意識地將各相的電壓波形控制為正負電壓(有效值的絕對值)大小不均等并且正負電壓(有效值的絕對值)的差值很小的電壓波形，從而能夠恰好除去各相偏移量IUO、IVO、IffO的極小的正值及負值。另外，當任一相的偏移量為O時，都將該相的電壓波形切換成正的矩形波形及負的矩形波形。這相當于以往所進行的交流電機的矩形波控制。此外，在圖5Α、5Β 圖7Α、7Β的例子中，根據各相的偏移量IUO、IVO、IffO的大小，單獨設定各相的正弦波波形的電壓振幅UEs、VEs, WEs0另外，還根據各相的偏移量IU0、IVO、IffO的正負來設定各相的PWM波形pwm與矩形波形sqr的組合。另外，沒有限定載波波形Cr的波形及周期。例如，在利用載波波形Cr的周期更短的載波生成電路時，能夠將導通時間Ton分成比圖中的例子更多的時間段。根據實施方式的交流電機的控制裝置1，像圖5A、5B 圖7A、7B說明的那樣，在產生了電流偏移量時，控制信號在與電流偏移量極性相同的PWM波形pwm和極性不同的矩形波形sqr之間交替變換。并且，偏移量越大，將正弦波波形sin的電壓振幅Es設定為越小；而偏移量越小，將正弦波波形sin的電壓振幅Es設定為越大，并且將正弦波波形sin大于載波波形Cr的時間段作為導通時間Ton。由此，由于有意識地將電壓波形控制為正負電壓(有效值的絕對值)大小不均等，并且，按照偏移量的大小來控制該不均等的比率，所以而能夠恰當地除去偏移量。另外，根據偏移量的大小，進行正弦波波形sin的電壓振幅Es的反饋控制。因此，通過反饋控制來優化電壓振幅Es，從而可靠地抑制電流偏移量，實現在大致恒定的動作狀態下將偏移量收斂為O。接著，針對另一種實施方式的交流電機的控制裝置10進行說明，該控制裝置10具有轉矩檢測單元17。圖8是說明另一種實施方式的控制裝置10的功能單元的框圖。與圖2相比，可了解到另一種實施方式的控制裝置10還具有轉矩檢測單元17。如圖所示，轉矩檢測單元17獲取三相的電流檢測信號iu、iv、iw和三相的控制信號⑶、CV、CW及直流電源3的直流電壓Edc的信息。由此，轉矩檢測單元17能夠計算出輸入至交流電機9的有效功率，并且能夠將有效功率換算成從交流電機9輸出的輸出轉矩Tout。轉矩檢測單元17將輸出轉矩Tout的信息發送至電壓相位設定單元120。電壓相位設定單元120進行反饋控制，以使輸出轉矩Tout與轉矩指令值Treq —致，并且設定電壓相位θ v。根據另一個實施方式，通過基于電流偏移量IUO、IVO、IffO的反饋控制來除去偏移量，并且進行輸出轉矩Tout的反饋控制，能夠進一步提高控制的精度，從而實現交流電機9的良好的動作。
此外，還可以取代另一個實施方式的控制裝置10內部的轉矩檢測單元17，而在交流電機的輸出軸上設置轉矩傳感器，將實際測定的輸出轉矩Tout的信息導入控制裝置10。另外，實施方式的控制裝置1、10的各功能單元11 17、120通過微型計算機IM執行控制邏輯來起作用。因此，本發明還能夠作為將各功能單元11 17、120分別作為功能步驟進行執行的控制方法來實施。不管交流電機9的結構或繞阻連接方式等如何，都能夠實施本發明，除此之外還能夠適用各式各樣的應用和變形。
權利要求
1.一種交流電機的控制裝置，以交流電機作為控制對象來進行控制， 所述交流電機具有: 電流檢測單元，其檢測在對定子的電樞繞組上施加電壓時流過的各相的電流， 相位檢測單元，其檢測轉子的旋轉相位； 該交流電機的控制裝置在考慮所述各相的電流的偏移量的前提下，控制所述電壓的波形， 該交流電機的控制裝置的特征在于，具有: 電壓相位設定單元，其基于來自外部的轉矩指令值，在所述轉子的旋轉相位的上設定用于施加所述電壓的電壓相位， 偏移量檢測單元，其根據由所述電流檢測單元檢測出的所述各相的電流，來分別檢測所述偏移量， 開關控制單元，其針對每個根據由所述相位檢測單元檢測出的所述轉子的旋轉相位而得到的電角度的半個周期，獲得將所述電壓的波形切換成脈沖寬度調制波形或者矩形波形的控制時間點， 波形切換單元，當檢測出的所述偏移量為正值時，將所述電壓的波形切換成正的所述脈沖寬度調制波形和負的所述矩形波形，當所述偏移量為負值時，將所述電壓的波形切換成負的所述脈沖寬度調制波形和正的所述矩形波形，當所述偏移量為O時，將所述電壓的波形切換成正的所述矩形波形及負的所述矩形波形。
2.如權利要求 1所述的交流電機的控制裝置，其特征在于，還具有: 電壓振幅設定單元，其設定頻率及電壓振幅能夠改變的正弦波波形的所述電壓振幅，脈沖寬度調制單元，其通過基于比較結果的導通截止控制來生成所述脈沖寬度調制波形，所述比較結果是指，對采用規定頻率并且具有規定電壓振幅的三角波狀的載波波形與正弦波波形進行大小比較的結果。
3.如權利要求2所述的交流電機的控制裝置，其特征在于， 所述偏移量越大，所述電壓振幅設定單元將所述正弦波波形的電壓振幅設定得越小，所述偏移量越小，所述電壓振幅設定單元將所述正弦波波形的電壓振幅設定得越大； 所述脈沖寬度調制單元，將所述正弦波波形大于所述載波波形的時間段作為脈沖寬度調制的導通時間。
4.如權利要求2或3所述的交流電機的控制裝置，其特征在于， 所述電壓振幅設定單元，預先保持所述偏移量與所述正弦波波形的電壓振幅的關系。
5.如權利要求2或3所述的交流電機的控制裝置，其特征在于， 所述電壓振幅設定單元，根據所述偏移量的大小進行所述正弦波波形的電壓振幅的反饋控制。
6.如權利要求1 5中任一項所述的交流電機的控制裝置，其特征在于， 還具有轉矩檢測單元，該轉矩檢測單元用于檢測出輸出轉矩； 所述電壓相位設定單元，根據所述轉矩指令值及檢測出的所述輸出轉矩進行反饋控制，從而設定所述電壓相位。
7.一種交流電機的控制方法，以交流電機作為控制對象來進行控制， 所述交流電機具有:電流檢測單元，其檢測在對定子的電樞繞組上施加電壓時流過的各相的電流， 相位檢測單元，其檢測轉子的旋轉相位； 該交流電機的控制方法在考慮所述各相的電流的偏移量的前提下，控制所述電壓的波形， 該交流電機的控制方法的特征在于，包括: 電壓相位設定步驟，基于來自外部的轉矩指令值，在所述轉子的旋轉相位的上設定用于施加所述電壓的電壓相位， 偏移量檢測步驟，根據由所述電流檢測單元檢測出的所述各相的電流，來分別檢測所述偏移量， 開關控制步驟，針對每個根據由所述相位檢測單元檢測出的所述轉子的旋轉相位而得到的電角度的半個周期，獲得將所述電壓的波形切換成脈沖寬度調制波形或者矩形波形的控制時間點， 波形切換步驟，當檢測出的所述偏移量為正值時，將所述電壓的波形切換成正的所述脈沖寬度調制波形和負的所述矩形波形，當所述偏移量為負值時，將所述電壓的波形切換成負的所述脈沖寬度調制波形和正的所述矩形波形，當所述偏移量為O時，將所述電壓的波形切換成正的所述矩形波形及負`的所述矩形波形。
全文摘要
本發明提供一種在進行電壓的相位控制的交流電機的動作狀態下檢測出電流偏移量，并且通過控制電壓波形來抑制或除去電流偏移量的控制裝置及控制方法。交流電機的控制裝置(1)，其在考慮具有電流檢測單元(97U)～(97W)及相位檢測單元(95)的交流電機(9)的電流偏移量的前提下，控制電壓波形，具有電壓相位設定單元(12)，偏移量檢測單元(11)，開關控制單元(13)，波形切換單元(16)。
文檔編號H02P27/08GK103107770SQ20121037744
公開日2013年5月15日 申請日期2012年10月8日 優先權日2011年10月7日
發明者廣瀨祥多 申請人:愛信精機株式會社