專利名稱：開關電源和圖像形成裝置的制作方法
技術領域：
本發明涉及產生直流(DC)電壓的開關電源。
背景技術：
伴隨近年來各領域中對于降低功耗的節電電子裝置的需求的增加，還要求向電子裝置供給電力的電源更加節電。在圖15中示出作為用于電子裝置的電源的一個例子的開關電源的示意性配置圖。在圖15中，從商用交流電源100輸入的交流(AC)電壓通過整流單元140被輸入到變壓器104中，并且，諸如場效應晶體管(FET)的開關元件108基于從控制電路144發出的信號以預定的頻率執行開關操作，由此，驅動變壓器104的一次側。然后， 通過由平滑化單元141平滑化在變壓器104的二次側產生的電壓，產生DC電壓V。
通過以預定的頻率驅動開關元件108以這種方式產生希望的DC電壓的開關電源被廣泛使用。在這樣的開關電源之中，存在如下這樣的一些開關電源，該開關電源通過減少例如在電子裝置不操作的節電操作期間(有時稱為在輕載運行期間)開關元件108的開關次數(通過降低開關頻率)來提高操作效率。
輕載運行期間的開關電源的損失中的大部分是開關操作的損失，并且，為了減少這些損失，通過延長開關元件108為ON的時間(有時稱為ON時段)來增加用于一個開關操作的能量。因此，嘗試通過延長空閑(暫停)時段來減少每單位時間的開關次數。
但是，隨著空閑時段延長，開關頻率降低更多，并且出現與開關操作相關聯的變壓器所產生的聲音進入可聽范圍內的可能性。并且，由于該聲音包含諧波成分，因此，它變為刺耳的聲音。
以下，將描述開關頻率導致包含諧波的聲音的原因。當開關頻率變為幾kHz或更小時，開關元件的空閑時段變得更長。作為結果，如圖16所示，變壓器的驅動電流波形采取 Δ函數(delta-function)波形。在這種情況下，圖16A和圖16B示出當通過具有Imsec的周期和5 μ sec的ON時段的單波驅動脈沖來驅動開關元件時的變壓器驅動電流波形和驅動脈沖波形。圖16A示出變壓器的驅動電流波形，其中，縱軸表示變壓器驅動電流(A)，橫軸表示時間(sec)。圖16B示出驅動脈沖波形，其中，縱軸表示驅動電壓(V)，橫軸表示時間 (sec)0在圖17中示出對于這種變壓器驅動電流波形執行的頻率分析(快速傅立葉變換分析(有時稱為FFT分析))的結果。
在圖17中，縱軸表示變壓器驅動電流(mA),橫軸表示頻率(Hz)。如圖17所示,具有被設為基波(fundamental wave)的開關頻率的變壓器驅動電流具有為多倍頻率的諧波成分。變壓器驅動電流采取具有被諧波成分驅動的能量的電流波形。并且，開關電源的變壓器還在開關操作時被以預定的共振頻率被驅動。變壓器的機械共振頻率還依賴于變壓器的芯部形狀，并且一般地在幾kHz 幾十kHz的頻帶內具有共振頻率的峰值。
例如，如圖16所示，向開關元件施加單波驅動脈沖，并且，通過使用具有如下共振水平的變壓器來驅動該裝置，在該共振水平，機械共振頻率接近于在大約18kHz處具有峰值的頻帶。在圖18中示出此時從變壓器產生的節拍聲音(beat sound)的聲壓。
在圖18中，縱軸表示變壓器的節拍聲音的聲壓(dB)，橫軸表示頻率(Hz)，其中，在 開關頻率被設為基波的情況下，聲壓包含如下的諧波，即在該諧波，包絡表現出變壓器的機 械共振頻率特性。換句話說，當變壓器的開關頻率和機械共振頻率相互重疊時，產生作為來 自變壓器的節拍聲音而進入可聽范圍內的刺耳的聲音。
作為用于減少這種來自變壓器的節拍聲音的產生的方法中的一種，用于通過抑制 變壓器的磁場變化率來減少節拍聲音的方法是已知的。常規上，為了抑制變壓器的磁場變 化率，已使用了如下方法，該方法將具有大的截面面積的芯部材料用于變壓器或者通過縮 短開關元件的ON時段以減少每次操作的變壓器的開關電流。
并且，作為通過設計變壓器驅動電流波形來減少變壓器的節拍聲音的產生的方 法，在開關電源中設置軟啟動電路(soft start circuit),并且，占空比在啟動操作期間的 電容器的兩端的電壓的斜坡上升和斜坡向下時逐漸改變。如果電流波形成為使得變壓器驅 動電流波形的大小逐漸增加或者逐漸減小，那么可以減少變壓器的磁通量變化，并且，作為 結果，可以減少節拍聲音的產生。在例如日本專利公開No. 3567355和日本專利No. 3665984 中討論了這種常規的方案。
但是，如果對于變壓器使用具有大的截面面積的芯部材料，那么變得難以減小電 源的尺寸。并且，在縮短開關元件的ON時段的方法中，雖然通過減少變壓器的磁通量變化 來減少變壓器的節拍聲音的產生，但是，每單位時間的開關次數增加，并且，開關損失將增 加。
并且，在通過軟啟動逐漸增加或逐漸減小變壓器驅動電流波形的振幅的方法的情 況下，在輕載運行期間，當要更多地降低功耗時，由于向二次側負載供給的能量變少，因此， 軟啟動的應用變得困難。這是由于，如果向二次側供給的能量在輕載運行期間變少，那么變 得難以通過軟啟動電路逐漸增加或減小電流波形的振幅。
并且，在常規的方法中，必須通過減少在一個開關操作中供給的能量而更多次執 行開關，或者必須在不改變在一個開關操作中供給的能量的情況下將二次側的電容器的電 容增加數倍。前一種方法增加了開關損失，導致大大降低效率。后一種方法增加了制造成 本。換句話說，在開關電源中，希望通過減少開關次數來減少開關損失。但是，在這種情況 下，通過驅動脈沖向變壓器施加的每個波的能量增加，并且產生更大的聲音。發明內容
本發明針對如下這樣的開關電源，即該開關電源可在不增加變壓器的尺寸并且不 增加開關損失的情況下減少在開關電源的輕載運行期間由變壓器產生的節拍聲音。
根據本發明的一個方面，開關電源包括變壓器；被配置為驅動變壓器的一次側 的開關單元；被配置為輸出在變壓器的二次側產生的電壓的輸出單元；通過連續地驅動開 關單元從輸出單元輸出第一電壓的第一輸出狀況；和通過間歇地驅動開關單元從輸出單元 輸出比第一電壓小的第二電壓的第二輸出狀況。在第二輸出狀況中，當開關單元被間歇地 驅動時，對于每個驅動周期開關單元的驅動次數被改變。
根據本發明的另一方面，一種圖像形成裝置包括被配置為形成圖像的圖像形成 單元；被配置為控制圖像形成單元的操作的控制單元；和被配置為向控制單元供給電力的 開關電源。該開關電源包含變壓器；被配置為驅動變壓器的一次側的開關單元；被配置為輸出在變壓器的二次側產生的電壓的輸出單元；通過連續地驅動開關單元從輸出單元輸出 第一電壓的第一輸出狀況；和通過間歇地驅動開關單元從輸出單元輸出比第一電壓小的第 二電壓的第二輸出狀況，其中，在第二輸出狀況中，當開關單元被間歇地驅動時，開關單元 對于每一驅動周期改變開關單元的驅動次數。
參照附圖閱讀示例性實施例的以下的詳細描述，本發明的其它特征和方面將變得清晰。
包含于說明書中并構成其一部分的附圖示出本發明的示例性實施例、特征和方 面，并與描述一起用于解釋本發明的原理。
圖1示出根據第一示例性實施例的開關電源的示意性配置圖。
圖2示出開關電源的基本配置。
圖3示出開關電源的控制IC的內部配置。
圖4示出開關電源的輕載運行期間的操作波形的例子。
圖5示出根據第一示例性實施例的開關電源的電路配置。
圖6示出根據第一示例性實施例的開關電源的輕載運行期間的操作波形。
圖7示出根據第一示例性實施例的開關電源的輕載運行期間的控制流程。
圖8示出根據第一示例性實施例的開關電源的輕載運行期間的驅動脈沖群的示 意性配置圖。
圖9示出根據第一示例性實施例的開關電源的輕載運行期間的變壓器驅動電流 波形和驅動脈沖波形。
圖10示出根據第一示例性實施例的開關電源的輕載運行期間的變壓器驅動電流 波形的頻率特性。
圖11示出根據第一示例性實施例的開關電源的輕載運行期間的變壓器的節拍聲 音的聲壓水平。
圖
圖部分。
圖
圖
圖16形。
圖17
圖18
圖19
圖20
圖21
圖2212示出根據第二示例性實施例的開關電源的輕載運行期間的操作的波形。13示出根據第二示例性實施例的開關電源的輕載運行期間的控制流程的特征14A和圖14B示出開關電源的應用例。15示出常規的開關電源的示意性配置圖。示出常規的開關電源的輕載運行期間的變壓器驅動電流波形和驅動脈沖波示出常規的開關電源的輕載運行期間的變壓器驅動電流波形的頻率特性。 示出常規的開關電源的輕載運行期間的變壓器的節拍聲音的聲壓水平。 示出與脈沖數的改變方法的修改例I有關的脈沖波形。示出與脈沖數的改變方法的修改例I有關的頻率分析結果。示出與脈沖數的改變方法的修改例2有關的脈沖波形。示出與脈沖數的改變方法的修改例2有關的頻率分析結果。
具體實施方式
以下，將參照附圖詳細描述本發明的各種示例性實施例、特征和方面。
以下，將描述根據本發明的配置和操作。以下示出的示例性實施例僅是例子，并且，不應看做是將本發明的技術范圍僅限于這些例子。
首先，將參照圖1 11描述第一示例性實施例。在附圖中，對于與上述的常規的例子類似的要素分配相同的附圖標記，因此將不重復其描述。
圖1示出根據本示例性實施例的開關電源的配置概念。圖1的特征是使用整流單元140、由開關元件108驅動的變壓器104、平滑化單元141、負載狀況確定單元142和脈沖群(pulse group)產生單元143的從來自商用交流電源100的AC電壓產生直流(DC)電壓的開關電源。
如果負載狀況確定單元142確定開關電源處于輕載運行狀況中，那么脈沖群產生單元143在包含空閑時段的預定周期(T1、T2、T3···)中執行開關元件108的開關操作(該操作有時被稱為突發串(burst)操作)。然后，驅動脈沖群中的脈沖的數量如預定的波數(nl、 n2、n3…)所示那樣改變。通過這種開關操作，相對于寬范圍的頻帶，變壓器驅動電流波形的FFT譜的水平降低。因此，可以在不增加變壓器的尺寸并且不增加開關損失的情況下減少變壓器的節拍聲音的產生。
首先，將描述根據本示例性實施例的開關電源的詳細配置。圖2示出根據本示例性實施例的開關電源的配置。在本示例性實施例中通過例子示出的開關電源是偽共振方法的開關電源。在圖2中，開關電源包含商用交流電源100、二極管橋101、一次電解電容器 102、啟動電阻103、變壓器104、變壓器的一次繞組105、變壓器的二次繞組106和變壓器的輔助繞組107。并且，場效應晶體管(FET) 108是接通和關斷向變壓器104的供電的主開關元件。
開關電源還包含電流檢測電阻109、開關控制IC (以下，寫為IC) 110、作為從變壓器的二次側向變壓器的一次側傳送信號的信號傳送單元的光電耦合器111、二極管112、 電解電容器113、與變壓器的二次繞組連接的二極管114、電解電容器115、電阻116、118和 119、串聯調節器117和負載單元120。作為IC 110的例子，將描述通常使用的用于偽共振控制的1C。
在本示例性實施例中，使用EER型的變壓器作為變壓器104。EER型的變壓器104 是通過將變壓器浸入已溶解了蠟或清漆的樹脂的液體中并然后使變壓器變干的處理而制造的。一般地，浸潰變壓器的節拍聲音比未浸潰的變壓器的節拍聲音小，并且，繞線管(coil bobbin)和芯部可被穩定地固定。在許多情況下，在如下狀態中執行浸潰處理，即在繞線管上纏繞線圈并且通過芯帶來組裝固定芯部。應用于本示例性實施例的變壓器104的特性與在以上的常規的例子中描述的那些類似，并且，其機械共振頻率特性在約18kHz處具有峰值，在18kHz周圍的頻帶附近具有共振水平。
圖3示出圖2中的IC 110的內部電路配置的框圖。在圖3中，端子I是啟動端子， 并且，電源電路1102具有高電壓開關(未示出)。如果從用作電力端子的端子2供給的電壓 (從圖2中的輔助繞組107供給的電壓)低，那么接通高電壓開關，并且通過經設置在IC 110 外部的啟動電阻103供給的電力操作。當FET 108 (圖1)執行開關操作時，從變壓器的輔助繞組107供給電壓，并且，端子2的電壓升高，并且，穩定的電壓被供給。然后，IC 110切斷來自端子I的電壓供給(通過啟動電阻的電壓供給)，并且可僅通過來自端子2的電力供給操作。
端子3是檢測回掃電壓(flyback voltage)的下限、即回掃電壓的下降的端子。 檢測回掃電壓的下限的電路1101在檢測到回掃電壓的下降時向單觸發電路(one-shot circuit)1104輸出信號。觸發器(flip flop)1108執行用于在從單觸發電路1104檢測到回掃電壓的下限時輸出信號的設定，并且通過比較器1111的輸出執行復位操作，即，操作以停止輸出。以這種方式，IC 110與輸入到端子3中的回掃電壓到達下限的定時同步地從端子7輸出驅動脈沖(到FET 108的柵極的信號)，并且，接通FET 108。
端子4是反饋電壓端子，并且在被電阻113上拉的情況下與IC 110內的基準電源 Vcc連接，并且，與比較器1103和比較器1111連接。比較器1103與基準電壓1107連接，并且在端子4的電壓變得低于基準電壓1107時將單觸發電路1104清零。因此，IC 110變得對于端子4的電壓低于基準電壓1107的時段不能接通FET 108，并且，基準電壓1107變為脈沖停止電壓。
端子5是接地端子(GND端子)，并且，端子6是電流檢測端子。端子6被輸入到比較器1111中，并且與端子4的反饋電壓相比較。當檢測值變得比反饋電壓大時，比較器1111 操作以使得觸發器1108的復位端子高。以這種方式，當變壓器的一次繞組105的電流增加并且來自電流檢測電阻109的電壓升高時，比較器1111操作以關斷FET108。
比較器1106被用于監視電源電壓，并且是使IC 100免于在端子2的電壓低于基準電壓1113時輸出驅動脈沖的電路。并且，電路1105在IC 110內產生基準電壓，并且與 AND電路1109連接以通過限定基準電壓而許可端子 7輸出。安全電路1112被配置為當由于IC 110的內部溫度的影響而產生異常電流波形時停止從端子7輸出。
當電力被接通時，IC 110連接端子I的內部電路與啟動電阻103，并且通過啟動電阻103接收電壓供給。IC 110向端子7輸出High (高)，并且接通FET 108。此時，由于還沒有跨電解電容器115產生電壓或者只產生(蓄積)了低電壓，因此，光電耦合器111的光電 LED不亮，并且，光電耦合器111的光電晶體管不被接通。因此，端子4的電壓保持為高，并且，IC 110繼續來自端子7的High輸出，直到變壓器的一次繞組105的電流變為高，并且， FET 108繼續被接通。
然后，IC 110比較端子4的電壓與端子6的電壓，S卩，在反饋電壓與跨電流檢測電阻109產生的電壓之間進行比較。當端子6的電壓變得比端子4的電壓高時，IC 110關斷 FET 108。當FET 108被關斷時，沿通過二極管114將電解電容器115充電的充電方向通過變壓器的二次繞組106產生電流，并且，電解電容器115被充電。
隨著變壓器104的能量被釋放，充電電流減小。當變壓器104完成能量的釋放時， 變壓器二次繞組106的電壓變得比電解電容器115的電壓低，并且，二極管114的導通停止。然后，FET 108的漏極端子的電壓也下降，并且，電壓開始在一次電解電容器102的電壓周圍的自由振蕩。
在變壓器的輔助繞組107上出現與自由振蕩電壓具有相似性的電壓波形，并且， 端子3的電壓下降。端子3具有檢測回掃電壓的下限的功能，并且，IC 110的端子7表現 High輸出以接通FET 108。以這種方式，FET 108的接通和關斷被重復，并且，從端子7連續輸出驅動脈沖以驅動變壓器的一次繞組105。
并且，當電解電容器113被在變壓器的輔助繞組107上產生的電壓充電并且上升 到如IC 110的電力的足夠的電壓時，IC 110停止從端子I接收電力供給，并且僅通過來自 端子2的電力供給(來自輔助繞組的電壓)操作。
并且，當已在變壓器104的二次側產生、整流并平滑化的DC電壓V上升并接近預 定的閾值電壓時，分路調節器117操作以導致電流開始流過光電耦合器111的光電LED。然 后，端子4的反饋電壓下降，并且，FET 108的接通時段中的最大電流值下降。由于FET 108 的接通時段變短并且存儲于變壓器104中的能量減少，因此，變壓器104被控制，以使得輸 出電壓的上升被抑制，并且產生預定的目標DC電壓V。
下面，在圖4中示出在圖2中描述的開關電源的輕載運行期間的操作的例子。術 語“輕載運行期間”是如下狀態，即負載單元120不操作，負載單元的功耗非常小，并且，開 關電源在功耗小的狀態(節電狀況)下操作。
在圖4中，示出反饋電壓、脈沖停止電壓、作為根據流過變壓器的一次繞組105的 電流被確定的電壓值的電流檢測電阻109的端子電壓和驅動脈沖，并且，當反饋電壓下降 時，IC 110停止該驅動脈沖。當狀況變為輕載運行并且DC電壓V變高時，分路調節器117 允許更大的電流流動。作為結果，光電耦合器111的光電LED電流增加并且光電耦合器111 的光電晶體管側的電壓下降。作為結果，反饋電壓如圖4所示的那樣改變，并且變得小于等 于驅動脈沖停止時的脈沖停止電壓。然后，IC 110停止來自端子7的驅動脈沖的輸出。
然后，由于負載單元120的電流不斷地繼續流動，因此，在電解電容器115上蓄積 的電壓下降，并且，分路調節器117的電流減少。作為結果，光電耦合器111的光電LED電 流減少，并且，光電晶體管電流減少。因此，如果反饋電壓上升并且反饋電壓變為脈沖停止 電壓或更大，那么IC 110重新開始來自端子7的驅動脈沖的輸出。
這樣，通過IC 110控制輕載運行期間的FET 108的操作，并且，輕載運行期間的開 關操作有時被稱為突發串操作。在突發串操作期間，FET 108的短周期的關斷操作的時間長 度由用于釋放變壓器104的二次側的電壓的時間長度、即變壓器104的二次側的輸出電壓 和二次側的電感確定，并且，FET 108以比變壓器104的機械共振頻率高得多的頻率操作。 以上描述了根據本示例性實施例的開關電源的基本操作。
下面，將詳細描述根據本示例性實施例的特征性配置和操作。圖5示出根據本示 例性實施例的開關電源的配置。在圖5中的開關電源中，與上述的圖2中的開關電源的不 同在于添加了如下電路，該電路包含微控制器121 (在圖5中示為中央處理單元(CPU))、電 阻122和124、電容器123、作為誤差檢測器的運算放大器、晶體管126和將二次側的負載電 流轉換成電壓信息的電流電壓(IV)轉換電路127。在本示例性實施例中，特征在于，在輕載 運行期間將基于從CPU 121的數字輸出端口 PO輸出的脈沖寬度調制(PWM)信號的信號輸 入到IC 110的反饋電壓端子4中，并且執行用于改變強制驅動FET 108的驅動脈沖群中的 脈沖的數量的控制。
圖6示出圖5中的開關電源中的根據本示例性實施例的特征性的輕載運行期間的 操作波形。在圖6中，與圖4的不同在于，CPU 121控制反饋電壓。換句話說，CPU 121從數 字輸出端口 PO輸出PWM信號，并且，通過被電阻122和電容器123平滑化的模擬電壓，驅動 包含電阻124、運算放大器125和晶體管126的電流源。然后，電流源的輸出電流流過光電 耦合器111的光電發光二極管(LED)。晶體管126的集電極端子與分路調節器117的陰極端子通過布線OR連接，并且，在正常運行期間，CPU 121從數字輸出端口 PO輸出Low (低)， 并且，晶體管126被關斷。
另一方面，在輕載運行期間，由于DC電壓V的目標值比正常運行期間的目標值低， 因此，分路調節器117不操作，并且與包含電阻124、運算放大器125和晶體管126的電流源連接的電路被配置為在操作中承擔主要作用。換句話說，在輕載運行期間，CPU 121根據從 CPU121中的數字輸出端口 PO輸出的PWM信號控制反饋電壓，并且，可變地控制根據該控制產生的驅動脈沖群中的脈沖的數量。如圖6所示，如果反饋電壓比脈沖停止電壓高的時間長度Ton_i (i是I或更大的整數)持續，那么，可增加驅動脈沖數量ni (i是I或更大的整數)。
相反，如果反饋電壓比脈沖停止電壓低的時間長度Toff_i (i是I或更大的整數) 持續，那么驅動脈沖輸出可被關斷。CPU 121監控在輕載運行期間來自模擬數字輸入端口 ADl的通過與電阻118和119成比例地將DC電壓V分壓而獲得的電壓，作為信息在IC 110 內的只讀存儲器(ROM)(未示出)中存儲希望的DC電壓V和電流值，并且根據事先加入的程序控制驅動脈沖數量ni和驅動脈沖空閑時段Toff_i。
圖7是示出輕載運行期間的CPU 121的控制操作的流程圖。首先，在步驟SI中， CPU 121確定開關電源是否轉變到輕載運行狀況。作為用于確定該負載狀況的方法，由CPU 121通過如下操作確定負載狀況，即通過IV轉換電路127將二次側的負載電流轉換成電壓信息并且將該電壓信息輸入到CPU 121中的模擬數字輸入端口 AD2中。作為另一方法，可以使用如下方法，即管理搭載開關電源的電子裝置的例如電子裝置的操作狀況的其它功能的控制器(未示出)基于電子裝置轉變到的操作狀況確定開關電源是否處于輕載運行狀況中。
然后，如果開關電源處于輕載運行狀況中，那么CPU 121將驅動脈沖群中的脈沖數量ni設為基于事先加入的程序的值，并且，執行控制以使得驅動脈沖群中的脈沖數量ni 變為設定值。換句話說，在步驟S2中，CPU 121對于時間長度Ton_i從數字輸出 端口 PO輸出PWM信號，并且，使得反饋電壓高于脈沖停止電壓以輸出驅動脈沖。在本示例性實施例中，CPU 121可變地控制波數，使得例如，每當處理進入步驟S2中的處理狀況時，以3個波 —4個波一5個波一4個波一3個波一4個波一…的方式以一個波(第一預定數量，但是第一預定數量并不限于一個波)的增量或減量來增加或減小驅動脈沖數量ni的設定值，使得脈沖數量平均為4個波(第二預定數量，但是第二預定數量并不限于四個波)。
然后，CPU 121基于輸出的驅動脈沖數量ni和輸入到模擬數字輸入端口 ADl中的 DC電壓V計算驅動脈沖空閑時段Toff_i，并且，關斷驅動脈沖輸出。換句話說，在步驟S3 中，CPU 121僅對于時間長度Tof f_i關斷來自數字輸出端口 PO的PWM信號，并且通過使得反饋電壓比脈沖停止電壓低而關斷驅動脈沖輸出。計算驅動脈沖的空閑時段Toff_i，使得， 例如，DC電壓V收斂于基于要求的輕載運行期間的功耗的規范而確定的目標值的±5%的范圍內的值。換句話說，在計算空閑時段Toff_i的處理中，如果DC電壓V處于目標值的±5% 的范圍內，那么CPU 121原樣設定事先編程的空閑時段的值。如果DC電壓V不在目標值的 ±5%的范圍內，那么CPU 121根據該值對于事先編程的空閑時段的值執行計算(校正)，并因此增加或減小該值。
以這種方式，在開關電源的輕載運行期間，CPU 121通過重復圖7中的步驟S1、S2 和S3中的處理導致開關電源執行突發串操作，并且，CPU 121執行控制以在每當在步驟S2中的處理中時就改變驅動脈沖群中的驅動脈沖數量ni。
在步驟S4中，如果作為輕載運行狀況的替代，出現正常運行狀況或者出現操作狀況應轉變為正常運行狀況的條件，那么CPU 121關斷來自CPU 121中的數字輸出端口 PO的 PWM信號，并且如上所述在正常運行期間執行DC電壓V的反饋控制。如上所述，基于圖7中的流程圖，CPU 121在開關電源的輕載運行期間執行DC電壓V的恒定電壓控制。
下面，圖8示出輕載運行期間的驅動脈沖群的可變控制的概念。如圖8所示，CPU 121根據圖7中的流程圖以在時段Ti中輸出具有波數ni的脈沖群的方式在輕載運行期間執行突發串操作。在本示例性實施例中·，CPU 121以例如脈沖數量(波數)如3個波一4個波一5個波一4個波一3個波一4個波一…那樣地改變的方式每隔一段時間地周期性地可變地控制FET 108的ON (接通)次數。
具體而言，圖9示出當CPU 121執行驅動脈沖數量的可變控制(有時稱為分散控制 (scattered control))使得以一個波的增量或減量增加或減少驅動脈沖群中的脈沖數量 (等于FET 108的ON次數)從而脈沖數量平均為4個波時的變壓器驅動電流波形和驅動脈沖波形。
圖9A和圖9B分別示出當通過具有Imsec的周期(圖8中的周期Tl、T2和T3)、 2. 5 μ sec的ON時段和在驅動脈沖之間的20 μ sec的OFF時段的驅動脈沖群驅動FET 108 時的變壓器驅動電流波形和驅動脈沖波形。在圖9A中，縱軸表示變壓器驅動電流(A)，橫軸表不時間(msec)。在圖9B中，縱軸表不驅動脈沖電壓(V),橫軸表不時間(msec)。
此外，圖10示出通過對圖9A中的變壓器驅動電流波形執行頻率分析(快速傅立葉變換分析(FFT分析))而獲得的結果。在圖10中，縱軸表示變壓器驅動電流(mA)，橫軸表示頻率(kHz)。與上述的常規例子中的在圖17中描述的在輕載運行期間以I個波的驅動脈沖執行開關操作時的FFT譜相比，如圖10所示，可以看出，諧波成分作為其效果相互抵消，并且譜的水平關于寬的頻帶的范圍降低。
以這種方式，可通過對于突發串操作的各周期可變地控制輸入到變壓器中的驅動脈沖的數量來降低FET譜的水平。當對于驅動脈沖的各波，E為輸入到變壓器中的電壓、t 為ON時段、L為一次側電感、I為一次側電感電流并且U為在變壓器中蓄積的能量時，一般建立下式
Et = L1......(式 I)
U= (1/2) XLX (Γ2) = (E~2) X (t~2)/(2 · L)......(式 2)
從式2，為了使根據I個波的驅動脈沖的能量Ul和根據平均為4個波的驅動脈沖群的能量U4相等，可以看出，只需要將根據平均為4個波的驅動脈沖群的FET 108的ON時段設為根據I個波的驅動脈沖的FET 108的ON時段的1/2。
因此，開關電源被驅動以使得輸入到變壓器104中的每單位時間的平均能量在圖 16所示的I個波的驅動脈沖的操作和圖9所示的可變地控制驅動脈沖的數量的操作中變得相等。(為了有助于操作彼此之間的比較，在開關電源的二次側的負載電壓和電流變得相等的狀況下驅動開關電源)。
然后，與上述的常規的例子類似，如圖9所示，通過將具有Imsec的周期、2. 5 μ sec 的ON時段和20 μ sec的驅動脈沖之間的OFF時段的驅動脈沖群供給到FET 108，驅動變壓器，在該變壓器中，機械共振頻率特性在18kHz周圍的頻帶中具有高的共振水平，在18kHz處為峰值。在圖11中示出此時從變壓器104產生的節拍聲音的聲壓水平。在圖11中，縱 軸表示變壓器104的節拍聲音的聲壓水平(dB)，并且，橫軸表示頻率(Hz)。
當相互比較與本示例性實施例對應的圖11和與常規的例子對應的圖18時，可以 看出，與如以常規的方式以I個波的驅動脈沖來驅動開關電源的情況相比，在根據本示例 性實施例可變地控制驅動脈沖的數量的情況下，聲壓水平降低，并且，變壓器的刺耳的節拍 聲音減少。具體而言，當相互比較圖18中的聲壓水平和本示例性實施例中的聲壓水平時， 可以看出，作為其效果，可獲得約-15dB -20dB的降低。
圖10所示的如上所述根據本示例性實施例可變地控制驅動脈沖群中的驅動脈沖 的數量的操作具有關于寬范圍的頻帶降低變壓器的驅動電流波形的FFT譜的水平的益處。 因此，當使用在寬范圍的頻帶中具有機械共振頻率特性的變壓器時，變壓器的節拍聲音可 被減少。當在驅動脈沖群內改變的驅動脈沖的數量增加得太多時，開關損失增加。因此，如 本示例性實施例所示，希望通過具有約3個波 5個波的可變波數的驅動脈沖來產生驅動 脈沖群。
如上所述，突發串操作的各周期的驅動脈沖數量的可變模式具有足以防止開關電 源的效率劣化的值。事先在CPU 121的ROM (未示出)中將這些值編程。并且，本示例性實 施例的特征是強制控制開關電源的輕載運行期間的反饋電壓，由此改變FET 108的驅動脈 沖群中的脈沖的數量。此外，作為在本示例性實施例中作為例子示出的使用CPU 121的方 法的替代，可以使用通過硬件電路進行脈沖數量之間的切換。
以上，根據本示例性實施例，通過在開關電源的輕載運行期間對于突發串操作的 各周期改變脈沖的數量來減少變壓器的節拍聲音。因此，在不增加變壓器尺寸并且不增加 開關損失的情況下，通過該配置，變得能夠減少變壓器的節拍聲音的產生。特別地，由于可 以關于寬范圍的頻帶降低變壓器的驅動電流波形的FFT譜的水平，因此，可以減少具有機 械共振頻率特性的變壓器的節拍聲音。
下面，將基于圖12和圖13描述第二示例性實施例。對于具有與上述的常規例子 和第一示例性實施例的配置和功能類似的配置和功能的部分賦予相同的附圖標記，并因此 不重復它們的描述。
圖12示出指示本示例性實施例的特征的輕載運行期間的操作波形。通過CPU 121 輸出的PWM信號改變反饋電壓水平的控制的添加與第一示例性實施例的操作不同。如圖12 所示，可以通過調整反饋電壓的電壓水平、即從CPU 121中的數字輸出端口 PO送出的PWM 信號的占空比，控制每個波的驅動脈沖中的ON時段(可在ON時段之間切換)。換句話說，當 PWM信號的占空比增加時，反饋電壓的電壓水平變高。相反，當PWM信號的占空比減小時，反 饋電壓的電壓水平變低。
作為結果，每個波的驅動脈沖中的ON時段可被設為長，或者可被設為短，并且，可 以更靈活地調整在變壓器中蓄積的能量。以這種方式，本示例性實施例的特征在于，作為在 第一示例性實施例中描述的產生驅動脈沖群的方法，改變反饋電壓的電壓水平，并且在每 個波的驅動脈沖中添加調整ON時段的控制。
圖13示出輕載運行期間的CPU 121的控制流程的一部分。與在第一示例性實施 例中描述的圖7類似，圖13示出驅動脈沖群中的脈沖數量ni的可變控制和DC電壓收斂于 目標值上的控制。此外，還在本示例性實施例中，與第一本示例性實施例類似，也以3個波—4個波一5個波一4個波一3個波一4個波一…的方式以I個波的增量或減量增加或減小驅動脈沖群中的脈沖數量ni，并且，對于驅動脈沖數量上執行可變控制，使得脈沖數量平均為4個波。在本示例性實施例中，在圖7中的步驟S2中，以3個波一4個波一5個波的方式以I個波的增量改變驅動脈沖數量，并且，反饋電壓的電壓水平改變。圖13示出操作的細節。第一示例性實施例中的圖7中的步驟SI和S4在操作上是共同的，因此不重復流程圖的步驟的描述和解釋。
在圖13中，首先，當在驅動脈沖數量中產生3個波時，CPU 121基于式I和式2計算每個波的驅動脈沖中的ON時段以獲得希望的DC電壓V。換句話說，在步驟S21中，CPU 121計算并輸出等于ON時段的PWM信號的占空比。然后，在步驟S22中，CPU 121基于輸出的驅動脈沖的數量為3的事實和輸入到模擬數字輸入端口 ADl中的DC電壓V的信息計算驅動脈沖空閑時段Toff_i并關斷驅動脈沖輸出。然后，在步驟S23中，在驅動脈沖數量中產生4個波的狀態下，CPU121執行與步驟S21中的處理類似的處理，并且輸出PWM信號。然后，類似地，在步驟S24、S25和S26中，在提供突發串操作的每個周期的空閑時段時，在改變脈沖數量的同時重復脈沖群的輸出。
以這種方式，在控制DC電壓V時，為了執行控制使得變壓器驅動電流的FET譜的諧波成分相互抵消，改變驅動脈沖群中的脈沖的數量。并且，為了調整能量，改變每個波的驅動脈沖中的ON時段。
在本示例性實施例中，CPU 121用作切換每個波的ON時段的切換單元，但是，即使通過諸如專用集成電路(ASIC)的硬件電路而不是CPU，也能夠實現類似的功能。
在通過上述的控制方法產生希望的DC電壓V的能量調整中，可以提高控制方法的自由度。換句話說，可以任意地調整諸如驅動脈沖數量、開關操作的每個波的驅動脈沖中的 ON時段和突發串操作的周期的參數。因此，可以在保持輸出電壓的精度的同時提高輕載運行期間的開關操作的效率，并且可減少變壓器的節拍聲音。
(第三示例性實施例)
下面，將基于圖14描述第三示例性實施例。對于具有與上述的常規例子以及第一和第二示例性實施例的配置和功能類似的配置和功能的部分賦予相同的附圖標記，并因此將不重復其描述。
在圖4中的CPU 121的控制框圖中示出本示例性實施例的特征。各突發串周期的驅動脈沖數量的可變模式由設置在CPU 121內的隨機數產生單元129確定，這與第一和第二示例性實施例不同。在第一和第二示例性實施例中，以3個波一4個波一5個波一4個波一3個波一4個波一…的方式以一個波的增量或減量定期(周期性)增加或減小驅動脈沖群中的脈沖數量ni，并且，驅動脈沖數量被控制為被分散，使得脈沖數量平均為預定脈沖數量。但是，考慮到輕載運行期間的DC電壓V的波動量變小的事實，作為第一和第二示例性實施例所示的驅動脈沖數量的定期可變模式的替代，只要從長遠看驅動脈沖數量ni的可變模式平均起來為預定的脈沖數量，能量調整就是可能的。因此，在本示例性實施例中，使得脈沖數量的可變模式是隨機的。以下，將描述使得脈沖數量隨機化的控制方法。
在圖14中，DC電壓V的電壓信息和流過負載的電流的信息被輸入到CPU 121中的模擬/數字輸入端口 ADl和AD2中的每一個中。電壓信息和電流信息被輸入到電力信息產生部分128，并且被轉換成電力信息，并且被發送到PWM信號產生部分130。另一方面，隨機數產生部分129在預定的定時產生隨機數并且將它們發送到PWM信號產生部分130。隨機數被設為例如約3 5的數值。PWM信號產生部分130基于從隨機數產生部分129送出的數值確定驅動脈沖群中的脈沖數量ni，并且基于從電力信息產生部分128送出的電力信息計算每個波的驅動脈沖中的突發串周期和ON時段。然后，PWM信號產生部分130基于處理結果從數字輸出端口 PO輸出以及停止用于產生驅動脈沖的PWM信號。
在通過上述的控制方法產生希望的DC電壓V的能量調整中，可以提高控制方法的自由度。換句話說，可以任意地調整諸如驅動脈沖數量、開關操作的每個波的驅動脈沖中的 ON時段和突發串操作的周期的參數。因此，可以在保持輸出電壓的精度的同時提高輕載運行期間的開關操作的效率，并且，可以減少變壓器的節拍聲音。
下面，將描述各突發串周期的驅動脈沖數量的可變模式的修改例。即使在與已在第一、第二和第三示例性實施例中描述的可變模式不同的可變模式中，也能夠減少變壓器驅動電流的FFT譜的諧波成分(執行控制使得它們相互抵消)。
〈修改例1>
將描述脈沖數量的改變方法的修改例。圖19示出在脈沖數量(波數)以“I個波 —I個波一2個波一I個波一I個波一2個波一…”的方式被設為可變模式的情況下的變壓器驅動電流波形和驅動脈沖波形。在圖19中，示出當以具有Imsec的周期(圖8中的周期T1、T2和T3)、2. 5 μ sec的ON時段和20 μ sec的驅動脈沖之間的OFF時段的驅動脈沖群驅動FET 108時的變壓器驅動電流波形和驅動脈沖波形。并且，在圖20中示出相對于圖19 中的變壓器驅動電流波形執行頻率分析(快速傅立葉變換分析(FFT分析))的結果。如圖20 所示，與上述的常規例子中在圖17中所述的在輕載運行期間以I個 波的驅動脈沖執行開關操作時的FFT譜相比，出現諧波成分相互抵消的效果，并且，可以發現關于寬范圍的頻帶譜的水平降低。
〈修改例2>
圖21示出在脈沖數量(波數)以“I個波一I個波一2個波一I個波一I個波一2個波一…”的方式被設為可變模式的情況下的變壓器驅動電流波形和驅動脈沖波形。并且， 圖22示出對于圖21中的變壓器驅動電流波形執行了頻率分析(FFT分析)的結果。如圖22 所示，實現與上述的例子(修改例I)類似的譜降低。以這種方式，只要可變模式被實現為使得脈沖數量分散以平均為預定脈沖數量，就可發現諧波成分被減少。
(開關電源的應用例)
根據上述的第一和第二示例性實施例的開關電源可被用作為諸如例如打印機、復印機和傳真機的圖像形成裝置中的低電壓電源。開關電源可被用作用于向作為圖像形成裝置中的控制單元的控制器進行電力供給以及用于向作為傳輸紙張的傳輸輥的驅動單元的馬達進行電力供給的電源。
圖14A示出作為圖像形成裝置的例子的激光束打印機的輪廓配置。作為圖像形成單元211，激光束打印機200設有作為在其上形成潛像的圖像承載元件的感光鼓213以及利用調色劑將在感光鼓上形成的潛像顯影的顯影單元212。然后，在感光鼓211上顯影的調色劑圖像被轉印到從盒子216供給的作為記錄材料的片材(未示出)上，并且，轉印到片材上的調色劑圖像通過定影裝置214被定影并被排出到托盤215。并且，圖14B示出從電源到作為圖像形成裝置的控制單元的控制器以及到作為驅動單元的馬達的電力供給線。上述的開關電源可用作這樣的低電壓電源，該低電壓電源向控制圖像形成裝置的圖像形成操作的具有 CPU 310的控制器300供給電力，并且向作為圖像形成的驅動單元的馬達312和313供給電 力。作為要被供給的電力的例子，向控制器供給3. 3V，并且向馬達供給24V。例如，馬達312 是用于驅動傳輸片材的傳輸輥的馬達，并且，馬達313是用于驅動定影裝置214的馬達。然 后，在圖像形成裝置不操作的狀態下，該裝置根據來自控制器的指令移至節能模式。此時， 還在開關電源中，要輸出的電壓也降低并出現向輕載狀況的轉變，并且，出現向上述的開關 操作的轉變并且節拍聲音減少，由此可以實現靜音的圖像形成裝置。在上述的示例性實施 例中描述的開關操作的控制不但可作為這里描述的低電壓電源應用于圖像形成裝置，而可 被應用于其它電子裝置。
雖然已參照示例性實施例描述了本發明，但應理解，本發明不限于公開的示例性 實施例。以下的權利要求的范圍應被賦予最寬的解釋以包含所有的變更方式、等同的結構 和功能。
權利要求
1.一種開關電源，包括變壓器；被配置為驅動變壓器的一次側的開關單元；以及被配置為輸出在變壓器的二次側產生的電壓的輸出單元；其中，該開關電源以如下輸出狀況操作通過連續地驅動開關單元以從輸出單元輸出第一電壓的第一輸出狀況；和通過間歇地驅動開關單元以從輸出單元輸出比第一電壓低的第二電壓的第二輸出狀況，其中，在第二輸出狀況中，當開關單元被間歇地驅動時，對于各驅動周期，改變對于開關單元的驅動次數。
2.根據權利要求1的開關電源，其中，當開關單元被間歇驅動時，對于各驅動周期以第一預定次數的增量改變對于開關單元的驅動次數。
3.根據權利要求1的開關電源，其中，當開關單元被間歇驅動時，對于開關單元的驅動次數被改變為使得對于各驅動周期的對于開關單元的驅動次數的平均值變為第二預定次數。
4.根據權利要求1 3中的任一項的開關電源，還包括被配置為向變壓器的一次側傳送與從輸出單元輸出的電壓與基準電壓之間的差值對應的電壓的傳送單元，其中，在第二輸出狀況中，對于開關單元的驅動次數基于傳送單元的輸出被控制。
5.根據權利要求1 3中的任一項的開關電源，還包括被配置為切換開關單元的ON時段的轉換單元，其中，在第二輸出狀況中，轉換單元根據開關單元的ON次數切換開關單元的ON時段。
6.一種圖像形成裝置，包括被配置為形成圖像的圖像形成單元；被配置為控制圖像形成單元的操作的控制單元；和被配置為向控制單元供給電力的開關電源；開關電源包含變壓器；被配置為驅動變壓器的一次側的開關單元；以及被配置為輸出在變壓器的二次側產生的電壓的輸出單元；其中，該開關電源以如下輸出狀況操作通過連續地驅動開關單元以從輸出單元輸出第一電壓的第一輸出狀況；和通過間歇地驅動開關單元以從輸出單元輸出比第一電壓低的第二電壓的第二輸出狀況，其中，在第二輸出狀況中，當開關單元被間歇地驅動時，對于各驅動周期，改變對于該開關單元的驅動次數。
7.根據權利要求6的圖像形成裝置，其中，當開關單元被間歇驅動時，對于各驅動周期以第一預定次數的增量改變對于開關單元的驅動次數。
8.根據權利要求6的圖像形成裝置，其中，當開關單元被間歇驅動時，驅動次數被改變為使得對于各驅動周期的對于開關單元的驅動次數的平均值變為第二預定次數。
9.根據權利要求6 8中的任一項的圖像形成裝置，其中，還包括被配置為向變壓器的一次側傳送與從輸出單元輸出的電壓與基準電壓之間的差值對應的電壓的傳送單元，其中，在第二輸出狀況中，對于開關單元的驅動次數基于傳送單元的輸出被控制。
10.根據權利要求6 8中的任一項的圖像形成裝置，其中，還包括被配置為切換開關單元的ON時段的轉換單元，其中，在第二輸出狀況中，轉換單元根據開關單元的ON次數切換開關單元的ON時段。
全文摘要
本發明公開了開關電源和圖像形成裝置。在開關電源中，在通過間歇驅動開關單元從輸出單元輸出比第一電壓低的第二電壓的狀態下，開關單元對于開關單元被間歇驅動時的各驅動周期改變開關單元的驅動次數。
文檔編號H02M3/335GK103001496SQ201210331278
公開日2013年3月27日 申請日期2012年9月7日 優先權日2011年9月7日
發明者補伽達也, 林崎實 申請人:佳能株式會社