專利名稱：一種自激推挽式變換器的短路保護方法
技術領域：
本發明涉及一種電源變換器的短路保護方法，具體地說是一種自激推挽式變換器的短路保護方法。
背景技術：
現有的自激推挽式變換器，電路結構來自1955年美國羅耶(G. H. Royer)發明的自激振蕩推挽晶體管單變壓器直流變換器，這也是實現高頻轉換控制電路的開端；部分電路來自1957年美國查賽(Jen Sen，有的地方譯作“井森”)發明的自激式推挽雙變壓器電路，后被稱為自振湯Jensen電路；這兩種電路，后人統稱為自激推挽式變換器。自激推挽式變換器在電子工業出版社的《開關電源的原理與設計》第67頁至70頁有描述，該書ISBN號7-121-00211-6。電路的主要形式為上述著名的Royer電路和自振蕩Jensen電路。 圖I示出的為自激推挽式變換器常見應用，電路結構為Royer電路，在圖I中，電路都要利用變壓器BI的磁心飽和特性進行振蕩，其工作原理在上述的《開關電源的原理與設計》第70頁有描述，從圖I的變換器電路可以看到，該變換器元件少，電路簡單，工作在開環狀態，也正因為此，這種變換器在交流小信號模型分析中，小信號的輸入阻抗是正阻，與其它開關電源連接使用時，如自激推挽式變換器作為其它閉環的開關電源的后級或前級，具有極佳的級間連接特性而得到廣泛的應用。以圖I為代表的自激推挽式變換器正因為工作在開環狀態，所以變換器的輸出端DC out出現短路時，由于電路無法實現推挽式振蕩，電阻Rl向三極管TRl和三極管TR2的基極提供電流，三極管TRl和三極管TR2的集電極出現放大的直流電流，這個直流電流引起三極管TRl和三極管TR2急聚發熱而燒毀。當然，Royer電路通過電路的優化設計，可以實現輸出端負載短路保護，而不會燒毀推挽用的開關三極管。輸出端負載短路消失后，電路可以自行恢復到正常推挽工作狀態下。其實現原理為當負載出現短路時，讓圖I的Royer電路進入高頻自激推挽式振蕩。這是由于變壓器BI的線圈NP，匝與匝之間存在分布電容，輸出端DC out出現短路時，由于漏感的存在，線圈Np電感量不會降到零，電路進入高頻自激推挽式振蕩，振蕩的波形接近正弦波，由于頻率高，變壓器BI的傳輸效率低，振蕩產生的近似正弦波，其峰值被后續的輸出短路回路所限幅而已，相當于電容C3短路，這時整流二極管Dl和D2的陰極相當于接輸出地，起到限幅作用。振蕩產生的近似正弦波在變壓器的初級中利用線圈分布電容和漏感諧振，故消耗的能量小，體現在輸入端Vin，就是總工作電流下降，從而實現輸出短路保護功能。Royer電路的短路保護功能的實現，在公開號為102299658、名稱為《一種自激推挽式變換器》的中國發明專利公開說明書中，說明書第9頁倒數第2行，即第
段有原理說明；在公開號為102299616的《一種自激推挽式變換器》的說明書第2頁第5行，即第段內有原理說明。不僅如此，在公開號為102291001、名稱為《一種自激推挽式變換器》的中國發明專利公開說明書中，示出了可以在自振蕩Jensen電路中實現輸出短路保護的電路。圖2示出了該中國發明專利公開說明書中附圖10，即其第一實施例的電路，該自激推挽式變換器設有用于實現變換器短路保護功能的兩端子網絡。上述的能實現輸出短路保護的Royer電路或公開號為102291001的《一種自激推挽式變換器》中自振蕩Jensen電路，為方便描述，以下統稱為現有技術的自激推挽式變換器，其最終的實現短路保護方式相似，短路時，調節變壓器漏感，讓電路進入高頻自激推挽式振蕩，頻率高，圖I中變壓器BI (圖2中變壓器B2)的傳輸效率低，振蕩產生的近似正弦波在變壓器的初級中諧振，故消耗的能量小，體現在輸入端，就是總工作電流下降，從而實現輸出短路保護功能，漏感調節是公知技術，這里不再列舉其調節方法。正因為如此，現有技術的自激推挽式變換器有以下不足I、輸出端帶容性負載能力差。以圖I為例，當電容C3取值過大時，變換器的電源上電時，由于電容C3的端電壓為0，上電時電容C3相當于短路，電路工作在高頻自激推挽式振蕩下，這時變壓器BI的傳輸效率低，無法對電容C3進行大電流充電，導致電路啟動困難，需要很長時間輸出端DC out才能輸出正常電壓，當電容C3進一步加大時，輸出端會出現一直低電壓輸出，無法輸出正常電壓。如上述三個專利公開文件中的電路參數，做成輸入5V， 輸出5V的直流變換器，當電容C3加大至220uF時，都無法正常啟動。2、短路保護功能與帶容性負載能力不好兼顧。為了獲得良好的帶容性負載能力，只好把短路保護發生時，電路的工作電流做大，俗稱短路保護電流。短路保護電流做大后，變換器在短路發生時的功耗增大，經常在幾分鐘內燒毀變換器內元件。如上述三個專利公開文件中的電路參數，做成輸入5V，輸出5V的直流變換器，若要保證變換器長期工作在輸出短路的狀態下，短路保護電流要小于90mA，90mA的來源如下(三極管的總承受最大管耗+工作電壓)=(450mW+5V)=90mA這是一種工程上常用的近似算法，輸出短路時，工作電流產生的熱量一般都集中在推挽三極管上，所以用三極管的最大管耗之和除以工作電壓，可以近似算出，這個電流也稱為短路保護極限電流，比這個電流大，短路發生時，變換器電路就極容易損壞；比這個電流小，短路發生時，變換器電路就相對工作在安全區。不同的工作電壓和器件選型，這個短路保護極限電流要根據具體電路另行計算。
事實上，短路保護電流做到90mA，其容性負載能力仍達不到220uF的要求。所以，很多工業用的自激推挽式變換器，帶有短路保護功能的電源模塊，都在技術手冊上明確標注最大容性負載為100uF。3、想獲得良好的短路保護功能與帶大容性負載能力，必需增加數量不少的其它元件，一般包括光耦、電壓檢測用運算放大器，成本高，且體積不易做小。
發明內容
本發明的目的是提供一種自激推挽式變換器的短路保護方法，能夠克服自激推挽式變換器現有的短路保護的缺點，在不增加元件的前提下，使得自激推挽式變換器可以帶大容性負載，且短路發生時，仍有很低的短路保護電流，自激推挽式變換器可以長期工作在輸出短路狀態下。本發明的目的是通過以下技術措施實現的一種自激推挽式變換器的短路保護方法，所述的自激推挽式變換器的短路保護方法包括以下步驟步驟A :將自激推挽式變換器的輸出端短路，調節自激推挽式變換器中主功率變壓器的漏感，使得自激推挽式變換器的短路保護電流大于短路保護極限電流；步驟B :增大自激推挽式變換器中啟動電容的電容量，使得自激推挽式變換器進入間隙式高頻振蕩狀態并且短路保護電流降低到短路保護極限電流以下；步驟C :消除自激推挽式變換器的輸出端短路狀態。對于自振蕩Jensen電路結構的自激推挽式變換器，在所述步驟A還包括調節所述的兩端子網絡的參數和自激推挽式變換器中磁飽和變壓器的漏感，使得 自激推挽式變換器的短路保護電流大于短路保護極限電流。為了使得變換器在能給大容性負載提供足夠大的充電電流的前提下，使得短路保護電流小于短路保護極限電流，以保護變換器，本發明的自激推挽式變換器的短路保護方法，在所述步驟A和步驟B之間還包括有以下步驟步驟Al :在自激推挽式變換器中兩個推挽三極管集電極之間增加一只電容，并調節其容量，使得所述步驟A調節得到的短路保護電流下降到最小值；步驟A2 :如果步驟Al調節得到的短路保護電流在短路保護極限電流以下，則重復步驟A ;如果步驟Al調節得到的短路保護電流大于短路保護極限電流，則進行下一步。上述步驟反過來一樣可以實現本發明的目的。本發明的工作原理為，先讓啟動電容處于現有技術的容量下，這時調節電路的參數，主要是調節變壓器的漏感，讓短路保護電流大于短路保護極限電流，這時自激推挽式變換器不能工作很長時間，但是由于短路保護電流大，對輸出端的電容充電能力很強。加大啟動電路中的啟動電容的容量，當輸出端發生短路時，使得自激推挽式變換器出現間隙式高頻振蕩，在間隙的期間，自激推挽式變換器電路是不工作的，表現出來的總體短路保護電流并不高。下文詳細說明加大啟動電路中的啟動電容的容量，引起間隙式高頻振蕩的工作原理。為了說明啟動電路中的啟動電容的作用，本文圖3-1示出了圖I、圖2的部分電路；為了方便描述，在不影響連接關系的前提下，圖3-1電路優化為圖3-2的畫法。公知的理論可知，三極管的基極至發射極可以等效為一只二極管，那么，圖3-2電路可以等效為圖3-3的電路，其中二極管Dtki等效于三極管TRl的基極至發射極，其中二極管Dtk2等效于三極管TR2的基極至發射極。由于反饋繞組Nbi和二極管0 串聯，串聯電路的元件互換位置而不影響原電路工作原理是公知技術，互換時注意有極性元件的方向，那么圖3-3電路可以等效為圖3-4的電路。把圖3-4電路進一步優化成圖3-5電路，可以看到，三極管的基極至發射極的等效二極管Dm、二極管Dtk2和反饋繞組Nbi、反饋繞組Nbi組成全波整流電路51，在上述的變換中，反饋繞組Nbi、反饋繞組Nb2的同名端嚴格保持和圖3-1中的一致，可以看到，在圖3-5的全波整流電路51中，反饋繞組再次被變換到一起，其新的“中心抽頭”成了接地端。全波整流電路51的輸出電壓為負壓，這個負壓的絕對值等于基極線圈Nb2繞組電壓或基極線圈Nbi繞組電壓減去二極管Dtki或二極管Dtk2的正向壓降，一般情況，基極線圈Nb2繞組電壓等于基極線圈Nbi繞組電壓，二極管DmW正向壓降等于二極管Dtk2的正向壓降，即三極管TRl的基極至發射極壓降等于三極管TR2的基極至發射極壓降。對圖3-5電路進行優化，在不影響連接關系的前提下，用電池符號取代了原輸入電壓Vin，得到圖3-6的電路，其中，電容Cv為輸入電壓Vin的內電容，公知理論把各種電源可以看成一個容量極大的電容器，其交流內阻為零，電容Cv就是輸入電壓Vin的內電容，電容Cv和圖I、圖2中的C2的并聯，容量極大，遠大于圖3-6中啟動電容Cl，由此，啟動電容Cl可以等效于接在電阻Rl和二極管的陽極連接點上和接地端之間，如圖3-7所示。上段也論述了啟動電容Cl 一端與自激推挽式變換器反饋繞組中心抽頭相連接，另一端與電源正或負相連接，最終的等效電路是相同的。圖3-7示出了圖3-1最終的等效電路，啟動電容Cl事實上是全波整流電路51的濾波電容，由于自激推挽式變換器在正常工作時，輸出波形為近似方波，所以啟動電容Cl即使不存在，全波整流電路51的輸出電壓也接近平滑直流電，從圖3-7的電路可以看出，流過電阻Rl的電流，是由流過二極管Dm的電流和流過二極管Dtk2的電流輪流接續完成的，流過二極管Dm的電流存在時，即基極線圈Nbi繞組電壓在圖3-7中為上負下正；同名端可知，基 極線圈Nb2繞組電壓在圖3-7中也為上負下正；二極管Dtk2為反偏狀態，流過二極管Dtk2的電流為零；即二極管Dm對應的三極管TRl導通，而二極管Dtk2對應的三極管TR2截止。正因為如此，現有技術中，啟動電容Cl 一般取值較小。本發明讓短路保護電流大于短路保護極限電流，啟動電容Cl容量加大后，原來連續的高頻自激振蕩會發生變化。短路保護電流大于短路保護極限電流，高頻自激振蕩的幅度會很強，振蕩產生的近似正弦波在主功率變壓器的初級中諧振，利用主功率變壓器的初級的漏感和分布電容產生LC回路諧振，其原理在背景技術中已提供參考資料，這里不再贅述。注圖I中的變壓器BI、圖2中的變壓器B2為主功率變壓器。短路保護電流大于短路保護極限電流，高頻自激振蕩的幅度會很強，其幅值視回路的Q值而定，Q值大于I時，LC回路中幅值大于工作電壓Vin的值，其波形接近正弦波，這時在基極線圈Nb2繞組感應電壓也會很高，波形接近正弦波，相當于在圖3-7中，端點53或端點54對地的感應電壓會很高，感應電壓經全波整流電路51整流后，點52的負壓的絕對值升高，二極管Dm或二極管Dtk2對啟動電容Cl充電只發生正弦波的頂端，即對應的三極管TR1、三極管TR2的導通角也同步變得很窄，使得LC振蕩回路中，下一個周期的幅度變低，這樣，二極管Dtki或二極管Dtk2對啟動電容Cl充電更接近正弦波的頂端，即對應的三極管TR1、三極管TR2的導通角也同步變得更窄，這樣對LC振蕩回路補充的能量更小，直至二極管Dm或二極管Dtk2對啟動電容Cl充電電流變為零，即對應的三極管TR1、三極管TR2的全部關斷，自激推挽式變換器停振，這時啟動電容Cl的端電壓是負壓，維持了三極管TR1、三極管TR2的截止，隨著電阻Rl對啟動電容Cl的“充電”，啟動電容Cl的端電壓52由負壓趨于0V，繼而變為正壓，當達到0. 7V左右時，自激推挽式變換器再次啟動，其工作原理和首次上電工作原理相同。再次啟動后，若輸出端的短路仍存在，電路再一次進入上述的工作過程，啟動電容Cl的端電壓52形成較大的負壓，迫使電路停振，形成間隙振蕩，間隙振蕩可以人為控制，當其它參數不變時，取決于電阻Rl和啟動電容Cl的時間常數，即電阻Rl和啟動電容Cl乘積。一般在幾百Hz至十幾KHz之間，這樣總體短路保護電流很小，因此，采用本發明的自激推挽式變換器輸出端短路時，其短路保護電流很小，變換器可以長期工作在輸出短路狀態下。
若輸出沒有短路，只是帶大容性負載首次上電，電容兩端的電壓不能突變，大容性負載(大電容)在上電時相當于“短路”，電路也是高頻振蕩，但由于輸出沒有真正短路，步驟A已經調大了短路保護電流，這時對輸出端的大電容的充電能力大為增強，一旦輸出端的大電容端電壓開始上升，相當于輸出沒有完全短路，只是負載過重，這時高頻振蕩的頻率會降低，自激推挽式變換器的主功率變壓器的傳輸效率會提升，從而進入良性循環，直到進入正常的推挽工作頻率，而不會進入間隙振蕩工作方式下，因此，采用本發明的自激推挽式變換器在正常工作時，即其輸出端沒有短路的情況下，能夠以大電流給負載充電，其帶大容性負載的能力強。在實施例中會給出詳盡的數據說明工作原理。與現有技術相比，本發明具有如下顯著的效果第一，綜上所述，采用本發明的短路保護方法的自激推挽式變換器，其輸出端帶容 性負載能力強，并且在輸出端短路時短路保護電流很小，變換器的短路保護功能與帶容性負載能力可良好兼顧；第二，本發明的實施可以不需要增加任何元件，就能實現了在幾乎不增加成本的前提下，獲得良好的短路保護功能同時能帶大容量容性負載；必要時也僅增加一只電容，成本極低。第三，本發明的短路保護方法，只需應用在設計階段的變換器產品上，待使用本發明的方法調試定型后，批量生產不用再做調試，只需要按定型后的規定繞制變壓器并按照本發明的方法所確定的參數選取變換器的元器件，批量生產的產品性能一致性很好，都具有良好的短路保護功能與帶容性負載能力；第四，一旦掌握本發明的方法，利用本方法調試短路保護性能極為簡單，工作效率高，可以實現自激推挽式變換器短路保護電流小于空載工作電流。
圖I為自激推挽式變換器Royer電路常見應用電路圖；圖2為現有技術中可以實現輸出短路保護的Jensen電路的電路原理圖；圖3-1為圖I或圖2的啟動、反饋電路部分的原理圖；圖3-2為圖3-1的等效原理圖；圖3-3為圖3-2的等效原理圖；圖3-4為圖3-3的等效變換原理圖；圖3-5為圖3-4的優化后等效原理圖；圖3-6為圖3-5的等效原理圖；圖3-7為圖3-6的等效原理圖；圖4為圖I電路，在變壓器BI中加繞2匝作為檢測繞組實測波形圖；圖5為圖I的電路用現有技術，輸出端短路時檢測繞組實測波形圖；圖6為實施例一，采用本發明方法的變換器，用2匝檢測繞組實測波形圖；圖7為圖6中55展開的波形圖；圖8為實施例一啟動電容Cl與反饋繞組Nbi和Nb2的中心抽頭的連接點56，對地實測波形圖9為實施例三與現有技術使用的電路圖。
具體實施例方式實施例一實施例一采用和圖I相同的電路拓撲，做成輸入直流5V，輸出直流5V，輸出電流為200mA的變換器，即輸出功率1W。為了說明實施例一的效果，對比用的現有技術的自激推挽式變換器采用相同的電路參數包括變壓器BI，變壓器BI由磁心和相應的線圈繞組組成，線圈繞組包括原邊功率繞組Npi和Np2、原邊反饋繞組Nbi和Nb2、副邊輸出繞組Nsi和Ns2 ;磁心采用外徑5. Imm,內徑2. 3mm,高度為I. 7mm,材質采用天通控股股份有限公司的TPW33磁材。電阻Rl為IK Q ;電容C2、電容C3為2. 2uF/10V的貼片電容，啟動電容Cl采用0. 047uF/10V貼片電容；三極管TRl和三極管TR2為放大倍數在200倍左右的開關三極管，其集電極最大工作電流為1A，這里選用了 FMMT491三極管；二極管Dl和二極管D2為一只共陰極的BAV74的整流管，其中， 原邊功率繞組Npi和Np2的圈數分別為12匝，原邊反饋繞組Nbi和Nb2的圈數分別為2匝，副邊輸出繞組Nsi和Ns2的圈數分別為14匝。上述參數的自激推挽式變換器未使用本發明的方法進行優化時，其性能實測如表表一
權利要求
1.一種自激推挽式變換器的短路保護方法，其特征在于所述的自激推挽式變換器的短路保護方法包括以下步驟 步驟A :將自激推挽式變換器的輸出端短路，調節自激推挽式變換器中主功率變壓器的漏感，使得自激推挽式變換器的短路保護電流大于短路保護極限電流； 步驟B :增大自激推挽式變換器中啟動電容的電容量，使得自激推挽式變換器進入間隙式高頻振蕩狀態并且短路保護電流降低到短路保護極限電流以下； 步驟C :消除自激推挽式變換器的輸出端短路狀態。
2.根據權利要求I所述的自激推挽式變換器的短路保護方法，其特征在于對于自振蕩Jensen電路結構的自激推挽式變換器,在所述步驟A還包括 調節所述的兩端子網絡的參數和自激推挽式變換器中磁飽和變壓器的漏感，使得自激推挽式變換器的短路保護電流大于短路保護極限電流。
3.根據權利要求I或2所述的自激推挽式變換器的短路保護方法，其特征在于 在所述步驟A和步驟B之間還包括有以下步驟 步驟Al :在自激推挽式變換器中兩個推挽三極管集電極之間增加一只電容，并調節其容量，使得所述步驟A調節得到的短路保護電流下降到最小值； 步驟A2 :如果步驟Al調節得到的短路保護電流在短路保護極限電流以下，則重復步驟A ;如果步驟Al調節得到的短路保護電流大于短路保護極限電流，則進行下一步。
全文摘要
本發明公開了一種自激推挽式變換器的短路保護方法，主要包括以下步驟將自激推挽式變換器的輸出端短路，調節自激推挽式變換器中主功率變壓器的漏感，使得自激推挽式變換器的短路保護電流大于短路保護極限電流；增大自激推挽式變換器中啟動電容的電容量，使得自激推挽式變換器進入間隙式高頻振蕩狀態并且短路保護電流降低到短路保護極限電流以下。本發明能夠在不增加元件的前提下，使得自激推挽式變換器可以帶大容性負載，且短路發生時，仍有很低的短路保護電流，自激推挽式變換器可以長期工作在輸出短路狀態下。
文檔編號H02M1/32GK102710110SQ20121017407
公開日2012年10月3日 申請日期2012年5月30日 優先權日2012年5月30日
發明者王保均 申請人:廣州金升陽科技有限公司