專利名稱：一種無橋逆變電路與太陽能無橋逆變器的制作方法
技術領域：
本發明涉及電子器件，具體地，涉及一種無橋逆變電路與太陽能無橋逆變器。
背景技術：
隨著能源的進一步緊張，綠色能源得到越來越多國家的關注，典型的風能和太陽 能這類可再生能源發電系統也更多的被大范圍的應用，為了能夠提高能源的利用效率，通 常這類能源的轉換都會使用DC/AC逆變器，將收集到的綠色能源回饋給電網，做分布式發 電用。其典型的發電系統結構如圖1所示。
在圖1所示的分布式發電系統中，電能收集裝置對于風能來說是葉片帶動的發電 機，而對于太陽能來說，就是太陽能電池板組件，他們主要是將綠色能源轉換為電能，但是 該電能還需要提供給電網或者給家電使用，因此需要能量轉換。圖1中的DC/DC變換器，首 先將電能收集裝置收集到的電能轉換為一個穩定的直流輸出電，再通過DC/AC逆變器，將 該直流電逆變為AC交流電，最后并網到電網，為電網中的負載提供能量。對于現代的風力 發電裝置，一般還帶有一個AC/DC整流級，放置在DC/DC變換器前面。由于電網是低頻的工 頻交流電，以上典型的分布式發電系統的結構，又可以分化為如圖2和圖3所示的兩種結 構。
圖2所示的高頻載波的分布式發電系統，被廣泛應用于大功率的分布式發電系統 中，主要采用一個較大功率的DC/DC變換器將電能收集裝置的能量轉換為穩定的直流電， 再通過高頻切換的DC/AC逆變器將直流電轉化為交流電，而該高頻切換的頻率中包含有一 個基本載波是電網工作頻率，之后通過簡單濾波，將高頻紋波濾除，就可以獲得較干凈的電 網工頻交流電，再并網發電。該方法的優點是用一個大功率的變換器來統一處理能量，使用 的分立元件少，單位功率的發電成本相對較低，而高頻載波的逆變器可以使用大功率的晶 體模塊來實現，僅僅需要做一些驅動控制電路即可，然而該方法不能優化電能收集裝置的 能量輸出，簡單來說，為了獲得大功率的輸出，多數電能收集裝置會選擇串聯以提高電壓， 并聯以提高電流的方式來增加輸出功率。
但是無論串聯還是并聯，一旦級聯在一起的能量收集模塊有一個工作不正常或無 法輸出額定功率，就會同步影響其他模塊，一起降低輸出功率，從而降低總的發電量，從能 量的利用角度來說，該方法的能量利用效率不高。為了盡量減小這種影響，在實際當中，對 大型太陽能發電站的選址有苛刻要求，安裝中要盡可能保證系統中的每塊太陽能電板工作 狀態一致。這非但在實際中很難實現，也額外增加了系統的建設成本。
圖3所示的準DC/DC變換器加工頻切換DC/AC逆變器的分布式發電系統，正被廣 泛的應用于基于中小功率的發電裝置中。該系統中的DC/DC變換器是一個準DC/DC變換器， 它使用正弦波脈寬調制將從電能收集裝置獲得的電能轉化為兩倍電網工頻的準正弦波輸 出，然后連接到的DC/AC逆變器只要按照工頻切換，將該兩倍電網工頻的準正弦波切換為 工頻正弦波再并入電網即可。這種方法的優點是整個發電系統被分為了多個發電小單元， 每個小單元有獨立的逆變器并網。這樣，每個小單元的工作狀態在實際中可以獨立調節，從而得到優化。一個單元的故障不會影響系統中的其他部分。而該方案的缺點是由于每個單元中逆變器處理的功率較小，分布式發電需要較多的變換器設備，成本相對圖2所示的集中處理方法較高。
上述無論圖2還是圖3所示的分布式發電系統中，都包含了 DC/AC的逆變器，其主要是用全橋結構的晶體開關所組成，如圖4所示的基本逆變橋。
圖4中的開關込、達、1J込，可以是MOSFET (金屬-氧化層-半導體-場效晶體管)，也可以是SCR (可控硅整流器)，還可以是IGBT (絕緣柵雙極型晶體管)等可控或半控硅晶體元件，其主要的作用就是按照圖2或者圖3的規則做切換，將直流或者準正弦波變換成標準正弦波，然后送入電網。圖4中的基本逆變橋的后端，原則上還應該包含濾波電路， 這里只做原理說明，就不再詳細介紹。
另外，圖8是一個典型的Active Clamp Flyback (使用有源箝位反激)電路結合傳統逆變橋實現逆變太陽能電池能量并網發電的電路圖。在圖8中，Cjp是輸入濾波電容， 01是八(31:;^6 Clamp Flyback的主動開關,gj是箝位開關， 和分別是兩顆主動開關的寄生體二極管也可以是額外并聯的二極管，Ca是箝位電容，是輸出整流二極管，C1是輸出濾波電容，>e4 a O*開關可以是MOSFET (金屬-氧化層-半導體-場效晶體管)，也可以是SCR (可控硅整流器)，還可以是IGBT (絕緣柵雙極型晶體管)等可控或半控硅晶體元件,是電網側的負載。該電路就是按照圖3所示結構圖連接的典型逆變器，將圖8按照圖9中所示PWM調制原則調制即可實現逆變器輸出電網工頻正弦波。
如前所述，由于逆變橋的存在，負載或者并網輸出電流會流過逆變橋，隨即產生損耗，降低逆變器的效率，而且逆變器的晶體開關由于損耗的存在還會產生熱，這樣逆變器還需要額外的考慮散熱。不僅增加電路成本，還會增大體積。
在實現本發明的過程中，發明人發現現有技術中至少存在損耗大、能量利用率低、 熱處理元件多、設備重量大與運 輸成本高等缺陷。發明內容
本發明的目的在于，針對上述問題，提出一種無橋逆變電路，以實現損耗小、能量利用率高、熱處理元件少、設備重量小與運輸成本低的優點。
為實現上述目的，本發明采用的技術方案是一種無橋逆變電路，包括電能收集裝置，電網，DSP (數字信號處理器)，以及輸入端分別接電能收集裝置輸出端、控制端分別接 DSP、且輸出端分別接電網輸出端的多相并聯或者多相交錯并聯的多個準DC/DC變換器，其中所述DSP，用于向多相并聯或者多相交錯并聯的多個準DC/DC變換器發送控制信號，使多相并聯或者多相交錯并聯的多個準DC/DC變換器在預設的一個工頻周期內分時工作，并將分時工作所得正向半個準正弦波電壓與負向半個準正弦波電壓進行拼接，得到標準正弦波電壓；所述多相并聯或者多相交錯并聯的多個準DC/DC變換器，用于分別將所述電能收集裝置的電能，轉換為半個準正弦波輸出；以及，用于基于DSP的控制信號，在預設的一個工頻周期內分時工作，交替式向電網提供半個準正弦波電壓，使電網獲得的標準正弦波電壓。
進一步地，所述多相并聯或者多相交錯并聯的多個準DC/DC變換器，包括兩相并聯的第一準DC/DC變換器與第二準DC/DC變換器；在所述DSP的控制下，第一準DC/DC變換器與第二準DC/DC變換器，用于分別在一個工頻周期內分時工作，將電能收集裝置的電能轉換為半個準正弦波輸出；以及，在整個工頻周期內，將所得半個準正弦波進行拼接，使電網獲得由正向半個準正弦波與負向半個準正弦波構成、且用于供給負載的標準正弦波電壓；在整個工頻周期內，所述第一準DC/DC變換器工作時，第二準DC/DC變換器停止工作； 第二準DC/DC變換器工作時，第一準DC/DC變換器停止工作。
同時，基于以上所述的無橋逆變電路，本發明采用的另一技術方案是一種太陽能無橋逆變器，包括由直流輸入電源與并聯在所述直流輸入電源輸出端的輸入濾波電容^構成的電能收集裝置，電網Fac與電網側負載ia, DSP，以及輸入端分別接直流輸入電源輸出端、控制端分別接DSP、且輸出端分別接電網Fk=輸出端的多相并聯或者多相交錯并聯的多個準DC/DC變換器，其中所述DSP，用于向多相并聯或者多相交錯并聯的多個準DC/DC變換器發送控制信號，使多相并聯或者多相交錯并聯的多個準DC/DC變換器在預設的一個工頻周期內分時工作，并將分時工作所得正向半個準正弦波電壓與負向半個準正弦波電壓進行拼接，得到標準正弦波電壓；所述多相并聯或者多相交錯并聯的多個準DC/DC變換器，用于分別將所述電能收集裝置的電能，轉換為半個準正弦波輸出；以及，用于基于DSP的控制信號，在預設的一個工頻周期內分時工作，交替式向電網提供半個準正弦波電壓，使電網獲得的標準正弦波電壓。
進一步地，所述多相并聯或者多相交錯并聯的多個準DC/DC變換器，包括兩相并聯的第一準DC/DC變換器與第二準DC/DC變換器；在所述DSP的控制下，第一準DC/DC變換器與第二準DC/DC變換器，用于分別在一個工頻周期內分時工作，將電能收集裝置的電能轉換為半個準正弦波輸出；以及，在整個工頻周期內，將所得半個準正弦波進行拼接，使電網獲得由正向半個準正弦波與負向半個準正弦波構成、且用 于供給負載的標準正弦波電壓；在整個工頻周期內，所述第一準DC/DC變換器工作時，第二準DC/DC變換器停止工作； 第二準DC/DC變換器工作時，第一準DC/DC變換器停止工作。
進一步地，在所述多相并聯或者多相交錯并聯的多個準DC/DC變換器中，每個準 DC/DC變換器包括SP麗調制的DC/DC變換電路，以及與所述SPWM (正弦波脈寬調制)調制的DC/DC變換電路連接的控制開關；所述控制開關，用于基于DSP的控制信號，控制SPWM調制的DC/DC變換電路工作或停止工作的控制開關β ·2 為自然數。
進一步地，所述SPWM調制的DC/DC變換電路，包括有源反激變換電路、降壓式變換 Buck電路、boost升壓電路，降壓或升壓buck-boost電路、以及單/雙開關正激式Forward 直流變換電路中的至少一種。
進一步地，所述有源反激變換電路包括箝位電容Cak ,變壓器I；，功率半導體開關 Gk與β ι，fik與的體二極管或額外的并聯二極管4與％^，輸出端濾波電容Cb， 以及變壓器昊副邊整流二極管A1 ;其中所述直流輸入電源的正極，與變壓器原邊線圈的始端連接；經箝位電容Cak后，功率半導體開關0 !的漏極、以及0*1的體二極管或額外的并聯二極管的陰極連接；所述直流輸入電源的負極，與功率半導體開關的源極、以及fik的體二極管或額外的并聯二極管的陽極連接；所述變壓器原邊線圈的末端，與功率半導體開關Sh4的源極、的體二極管或額外的并聯二極管％ 1的陽極、功率半導體開關^的漏極、以及仏的體二極管或額外的并聯二極管D0r的陰極連接；所述變壓器副邊線圈的末端，與變壓器re副邊整流二極管的陽極連接；變壓器 I副邊整流二極管的陰極為輸出端，經輸出端濾波電容Ce后，接變壓器I；副邊線圈的始端及參考地；所述功率半導體開關仏的柵極，用于輸入占空比為D的脈沖信號；功率半導體開關的柵極，用于輸入占空比為1-U的脈沖信號；控制開關β ·2的控制端與DSP連接。
進一步地，所述控制開關并聯在輸出端濾波電容Ce的兩端。
進一步地，所述控制開關β_3并聯在變圧器I；副邊整流二極管H11的兩端。
進一步地，所述直流輸入電源，為至少包括太陽能電池板PV或蓄電池的儲能設備或風能發電設備或光熱發電裝置；所述功率半導體開關Ga至少包括金屬氧化物場效應晶體管M0SFET、絕緣柵極·雙極型晶體管IGBT與二極管中的至少一種。
進一步地，所述降壓式變換Buck電路包括功率半導體開關么，β 的體二極管或額外的并聯二極管％，輸出端濾波電容Cll，整流二極管U·，以及諧振電感A ;其中所述直流輸入電源的正極，與功率半導體開關的漏極、以及&的體二極管或額外的并聯二極管D01的陰極連接；所述直流輸入電源的負極，與整流二極管力丨的陽極及參考地連接；所述功率半導體開關功率半導體開關仏的的源極、么的體二極管或額外的并聯二極管％的陽極、以及整流二極管Ua的陰極連接，經諧振電感Zk與輸出端濾波電容仏后接參考地，并經控制開關0 2后接地；所述功率半導體開關fik的柵極，用于輸入占空比力D的脈沖信號；控制開關fiw2的控制端與DSP連接。
本發明各實施例的無橋逆變電路與太陽能無橋逆變器，由于該無橋逆變電路包括電能收集裝置，電網，DSP，以及輸入端分別接電能收集裝置輸出端、控制端分別接DSP、且輸出端分別接電網輸出端的多相并聯或者多相交錯并聯的多個準DC/DC變換器，在DSP的控制下，該多個準DC/DC變換器在預設的一個工頻周期內分時工作，并將所得正向半個準正弦波電壓與負向半個準正弦波電壓進行拼接，得到標準正弦波電壓；可以將原來的DC/DC 加DC/AC的方案簡化為一級，直接使用SPWM調制和DSP實現交流電流輸出，提高效率，減少元器件的數量，同時降低成本；從而可以克服現有技術中損耗大、能量利用率低、熱處理元件多、設備重量大與運輸成本高的缺陷，以實現損耗小、能量利用率高、熱處理元件少、設備重量小與運輸成本低的優點。
本發明的其它特征和優點將在隨后的說明書中闡述，并且，部分地從說明書中變得顯而易見，或者通過實施本發明而了解。本發明的目的和其他優點可通過在所寫的說明書、權利要求書、以及附圖中所特別指出的結構來實現和獲得。
下面通過附圖和實施例，對本發明的技術方案做進一步的詳細描述。
附圖用來提供對本發明的進一步理解，并且構成說明書的一部分，與本發明的實施例一起用于解釋本發明，并不構成對本發明的限制。在附圖中圖1為典型分布式發電系統的電氣原理示意圖；圖2為高頻載波的分布式發電系統的電氣原理示意圖；圖3為準DC/DC變換器加工頻切換DC/AC逆變器的分布式發電系統的電氣原理示意圖；圖4為基本逆變橋的電氣原理示意圖；圖5為本發明無橋逆變電路的電氣原理示意圖；圖6為圖5所示無橋逆變電路的關鍵波形示意圖；圖7為本發明多相并聯或多相交錯并聯的無橋逆變電路的電氣原理示意圖；圖8為典型Active Clamp Flyback (有源反激變換器)加逆變橋的逆變器的電氣原理示意圖；圖9為Active Clamp Flyback使用SPWM調制加逆變橋實現逆變器調制的波形示意圖；圖10為典型無橋逆變電路一的電氣原理不意圖；圖11為通過與圖10對應的控制方法實現無橋逆變功能的驅動波形示意圖；圖12為典型無橋逆變 電路_■的電氣原理不意圖；圖13為圖12對應電路使用同步整流控制的典型驅動波形不意圖；圖14為用多個并聯或者交錯并聯組成準DC/DC的電氣原理示意圖；圖15為使用Buck電路構成無橋逆變電路的電氣原理不意圖。
具體實施方式
以下結合附圖對本發明的優選實施例進行說明，應當理解，此處所描述的優選實 施例僅用于說明和解釋本發明，并不用于限定本發明。
無撟逆奪電路實施例 實施例一根據本發明實施例，提供了 一種無橋逆變電路。如圖5和圖6所示，本實施例包括電能 收集裝置，電網，DSP，以及輸入端分別接電能收集裝置輸出端、控制端分別接DSP、且輸出端 分別接電網輸出端的兩相并聯的第一準DC/DC變換器與第二準DC/DC變換器，其中上述DSP，用于向兩相并聯的第一準DC/DC變換器與第二準DC/DC變換器發送控制信 號，使兩相并聯的第一準DC/DC變換器與第二準DC/DC變換器在預設的一個工頻周期內分 時工作，并將分時工作所得正向半個準正弦波電壓與負向半個準正弦波電壓進行拼接，得 到標準正弦波電壓；在DSP的控制下，第一準DC/DC變換器與第二準DC/DC變換器，用于分別在一個工頻 周期內分時工作，將電能收集裝置的電能轉換為半個準正弦波輸出；以及，在整個工頻周期 內，將所得半個準正弦波進行拼接，使電網獲得由正向半個準正弦波與負向半個準正弦波 構成、且用于供給負載的標準正弦波電壓；在整個工頻周期內，第一準DC/DC變換器工作時，第二準DC/DC變換器停止工作；第二 準DC/DC變換器工作時，第一準DC/DC變換器停止工作。
圖5中無橋逆變電路包含兩個準DC/DC變換器，他們分別將電能收集裝置的電轉 換為半個準正弦波輸出，然后在上半個準正弦波輸出的時候，下面的第二準DC/DC變換器停止工作，讓輸出Poct2為零伏，這樣電網獲得的是正向的半波，而到下半個準正弦波輸出 時，將上面的第一準DC/DC變換器停止工作，讓輸出Vomi為零伏，這樣電網獲得負向的半波，兩相并接，則形成一個完整的正弦波形，圖5中幾個典型的波形如圖6所示。
對于第一準DC/DC變換器或者第二準DC/DC變換器，他們都只有半個工頻周期工 作，而停止工作的半個工頻周期中并不產生損耗，而輸出側不再使用橋式逆變結構，減少了 逆變橋上的損耗，因此該方案可以有效提聞逆變器的效率。
實施例二根據本發明實施例，提供了一種無橋逆變電路。如圖7所示，本實施例包括電能收集裝 置，電網，DSP，以及輸入端分別接電能收集裝置輸出端、控制端分別接DSP、且輸出端分別接 電網輸出端的多相并聯或者多相交錯并聯的多個準DC/DC變換器，其中上述DSP，用于向多相并聯或者多相交錯并聯的多個準DC/DC變換器發送控制信號，使 多相并聯或者多相交錯并聯的多個準DC/DC變換器在預設的一個工頻周期內分時工作，并 將分時工作所得正向半個準正弦波電壓與負向半個準正弦波電壓進行拼接，得到標準正弦 波電壓；多相并聯或者多相交錯并聯的多個準DC/DC變換器，用于分別將電能收集裝置的電 能，轉換為半個準正弦波輸出；以及，用于基于DSP的控制信號，在預設的一個工頻周期內 分時工作，交替式向電網提供半個準正弦波電壓，使電網獲得的標準正弦波電壓。
在上述實施例中，多相并聯或者多相交錯并聯的多個準DC/DC變換器中的每個準 DC/DC變換器的結構及性能，可參見圖5和圖6的相關說明，在此不再贅述。
上述圖5、圖6和圖7所示的實施例的核心，就是利用DSP的控制，實現兩個準DC/ DC變換器分時工作，然后將輸出的準正弦半波做拼裝，最終實現標準正弦波輸出。圖5中的第一準DC/DC變換器和第二準DC/DC變換器，也可以是如圖7中的多相并聯或者多相交錯并聯工作的準DC/DC變換器。
上述圖5、圖6和圖7所示的實施例，是在圖1-圖4所示逆變器的基礎上提出的新逆變結構，即無橋逆變電路；該無橋逆變電路，將原來的DC/DC加DC/AC的方案簡化為一級， 直接使用SPWM (正弦波脈寬調制)調制和DSP (數字信號處理器)實現交流電流輸出，提高效率，減少元器件的數量，同時降低成本。這樣高效率的要求，不僅可以降低損耗，提高能量的利用率，減少處理熱的元件與運輸成本，以及降低設備的重量等。
上述圖5、圖6和圖7所示的實施例，在一些AC電壓是nOPi的國家節能效果更加明顯，由于同樣輸出功率情況下，低AC電壓表征高AC電流，逆變橋開關上的損耗增加，效率進一步下降，如果使用無橋逆變結構，將極大的提高逆變器的效率，節約更多能量。
太陽能無橋逆變器實施例基于上述無橋逆變電路的核心思想，以典型太陽能逆變器為例，下面介紹幾個典型的實施例。由上述無橋 逆變電路，結合圖8,使用兩個Active Clamp Flyback電路做交替工作，分別輸出工頻正弦波的上半波和下半波，在負載或者電網側再做疊加，實現最后的標準工頻正弦輸出。
實施例一根據本發明實施例，提供了一種太陽能無橋逆變器。如圖10和圖11所示，本實施例包括由直流輸入電源與并聯在直流輸入電源輸出端的輸入濾波電容6%^構成的電能收集裝置，電網於^與電網側負載木DSP,以及輸入端分別接直流輸入電源輸出端、控制端分別接DSP、且輸出端分別接電網Foc輸出端的兩相并聯的第一準DC/DC變換器與第二準DC/DC 變換器，直流輸入電源，為至少包括太陽能電池板PV或蓄電池的儲能設備或風能發電設備或光熱發電裝置。
其中，上述DSP，用于向兩相并聯的第一準DC/DC變換器與第二準DC/DC變換器發送控制信號，使兩相并聯的第一準DC/DC變換器與第二準DC/DC變換器在預設的一個工頻周期內分時工作，并將分時工作所得正向半個準正弦波電壓與負向半個準正弦波電壓進行拼接，得到標準正弦波電壓；在DSP的控制下，第一準DC/DC變換器與第二準DC/DC變換器，用于分別在一個工頻周期內分時工作，將電能收集裝置的電能轉換為半個準正弦波輸出；以及，在整個工頻周期內，將所得半個準正弦波進行拼接，使電網獲得由正向半個準正弦波與負向半個準正弦波構成、且用于供給負載的標準正弦波電壓；在整個工頻周期內，第一準DC/DC變換器工作時，第二準DC/DC變換器停止工作；第二準DC/DC變換器工作時，第一準DC/DC變換器停止工作。
在上述兩相并聯的第一準DC/DC變換器與第二準DC/DC變換器中，每個準DC/DC 變換器包括SPWM調制的DC/DC變換電路，以及與SPWM調制的DC/DC變換電路連接的控制開關;控制開關，用于基于DSP的控制信號，控制SPWM調制的DC/DC變換電路工作或停止工作的控制開關;n為自然數。
在上述實施例中，SPWM調制的DC/DC變換電路，包括基本反激變換器以及衍生的各種反激變換器，比如典型的有源反激變換電路和準諧振反擊電路；降壓式變換Buck電路、boost升壓電路，降壓或升壓buck-boost電路、以及單/雙開關正激式Forward直流變換電路中的至少一種。
在圖10中，SPWM調制的DC/DC變換電路為有源反激變換電路。有源反激變換電路包括箝位電容Cai ,變壓器Γβ，功率半導體開關么, a與0 1的體二極管或額外的并聯二極管輸出端濾波電容C11,以及變壓器Γβ副邊整流二極管Ue，功率半導體開關仏與1,至少包括金屬氧化物場效應晶體管M0SFET、絕緣柵極雙極型晶體管 IGBT與二極管中的至少一種。
其中，上述直流輸入電源的正極，與變壓器I；原邊線圈的始端連接；經箝位電容 Cai后，功率半導體開關Gih1的漏極、以及Gert的體二極管或額外的并聯二極管％ 1的陰極連接；直流輸入電源的負極，與功率半導體開關O1的源極、以及Gk的體二極管或額外的并聯二極管％的陽極連接；變壓器 ；原邊線圈的末端，與功率半導體開關0_的源極、Oert的體二極管或額外的并聯二極管的陽極、功率半導體開關β 的漏極、以及么的體二極管或額外的并聯二極管D011的陰極連接；變壓器I；副邊線圈的末端，與變壓器副邊整流二極管Da的陽極連接；變壓器re副邊整流二極管U11的陰極為輸出端，經輸出端濾波電容Ce后，接變壓器I；副邊線圈的始端及參考地；控制開關并聯在輸出端濾波電容&的兩端；功率半導體開關仏的柵極，用于輸入占空比為U的脈沖信號；功率半導體開關的 柵極，用于輸入占空比為1-U的脈沖信號；控制開關的控制端與DSP連接。
圖10中，上面一個Active clamp Flyback (有源反激變換電路)使用SPWM調制工作半個工頻周期，在這半個工頻周期內，下面的電路停止工作，為保證輸出是零，將仏始終接通，半個工頻周期之后關閉上面的Active clamp Flyback電路,為保證輸出是零,使用 0s將其輸出短接，而下面的Active clamp Flyback電路接著使用SPWM調制工作半個工頻周期，由此，兩個Active clamp Flyback的輸出都是半個準正弦波,在負載上或者電網上， 它們疊加成標準正弦波，圖10對應的主要驅動和輸出波形如圖11。圖10中的么和仏開關，可以是MOSFET (金屬-氧化層-半導體-場效晶體管)，也可以是SCR (可控硅整流器)， 還可以是IGBT (絕緣柵雙極型晶體管)等可控或半控硅晶體元件，是電網側的負載。
圖10中的兩個Active clamp Flyback電路在各自不工作的時候使用了仏和Qs將輸出短接，以達到輸出電壓為零的目的。下面圖12是另外一種實施例，將圖10中的級和0s分別放到Dl和D2相并列的位置，控制方式仍然采用圖11所示方法，當上面的Flyback工作的時候，將下面Flyback的0s維持導通,此時負載電流流過Ss ,并通過下面的Flyback 的主變壓器,此時下面Flyback的主變壓器對于上面的Flyback體現為輸出濾波電感，同上面的Flyback輸出電容構成CL濾波結構。接下來的半個工頻周期1 維持導通，上面 Flyback的變壓器體現為濾波電感，在輸出的負半周組成CL濾波結構。
遠和仏并聯的Dl和D2，可以利用達和級自身的寄生二極管來實現，而在自己半個工頻周期工作的時候，還能實現同步整流控制，進一步提高效率，其對應的控制驅動如圖13所示。
實施例二與上述實施例二不同的是，在本實施例中，如圖12和圖13所示，控制開關并聯在變壓器Γβ副邊整流二極管Da的兩端。
除了Active clamp Flyback 以外，Buck、Boost、Forward、Buck_boost 等 PWM 調制的DC/DC拓撲，也可以實現如圖5所示的無橋逆變結構，只要讓他們工作于半個準正弦波的輸出情況，然后用兩個同樣的變換器再做疊加，即可實現正弦輸出。這種方案的好處是，減少了一級傳統的逆變橋，降低損耗減，提高效率，減少處理熱的原件，降低設備的重量，減少運輸成本等。
實施例三根據本發明實施例，提供了一種太陽能無橋逆變器。如圖14所示，本實施例包括由直流輸入電源與并聯在直流輸 入電源輸出端的輸入濾波電容^#構成的電能收集裝置，電網Fa與電網側負載DSP,以及輸入端分別接直流輸入電源輸出端、控制端分別接DSP、且輸出端分別接電網—輸出端的多相并聯或者多相交錯并聯的多個準DC/DC變換器，其中DSP，用于向多相并聯或者多相交錯并聯的多個準DC/DC變換器發送控制信號，使多相并聯或者多相交錯并聯的多個準DC/DC變換器在預設的一個工頻周期內分時工作，并將分時工作所得正向半個準正弦波電壓與負向半個準正弦波電壓進行拼接，得到標準正弦波電壓；多相并聯或者多相交錯并聯的多個準DC/DC變換器，用于分別將電能收集裝置的電能，轉換為半個準正弦波輸出；以及，用于基于DSP的控制信號，在預設的一個工頻周期內分時工作，交替式向電網提供半個準正弦波電壓，使電網獲得的標準正弦波電壓。
在圖14中，多相并聯或者多相交錯并聯的多個準DC/DC變換器中的每個準DC/DC 變換器的具體結構及性能，可參見圖10關于每個準DC/DC變換器的相關說明，在此不再贅述。
如圖14所示，它是在圖10的基礎上再加入η個同樣的準DC/DC變換器，讓多個同樣的準DC/DC并聯或者交錯并聯使用，然后讓一半的準DC/DC工作與半個工頻周期，另外半個工頻周期停止工作，而另一半的準DC/DC工作在接下來的半個工頻周期，然后兩個半波在負載或者電網側組合成標準工頻周期，這樣做，不僅可以降低紋波，還能降低損耗，唯一需要注意的是變換器的體積需要合理設計。同樣的，可以針對圖12所示結構用多個準DC/ DC做并聯或者交錯并聯，然后輸出半個工頻周期的正弦波，這里不再詳細說明。
實施例四與上述實施例不同的是，如圖15所示，SPWM調制的DC/DC變換電路為有源反激變換電路。降壓式變換Buck電路包括功率半導體開關Gk , O1的體二極管或額外的并聯二極管Om ,輸出端濾波電容Ce ,整流二極管Be,以及諧振電感。
其中，上述直流輸入電源的正極，與功率半導體開關么的漏極、以及Q1的體二極管或額外的并聯二極管及》1的陰極連接；直流輸入電源的負極，與整流二極管A1的陽極及參考地連接；功率半導體開關功率半導體開關Gk的的源極、Gk的體二極管或額外的并聯二極管% 的陽極、以及整流二極管Ue的陰極連接，經諧振電感A與輸出端濾波電容Cb后接參考地，并經控制開關后接地；功率半導體開關仏的柵極，用于輸入占空比為u的脈沖信號；控制開關的控制端與DSP連接。
同樣的，如果將圖15中的與D2換成開關，去掉達和級，使用類似圖12的控制方法也是可以實現帶同步整流的無橋逆變器，能進一步提高效率。對于大功率的應用場合，圖15還可以結合圖7中多相并聯或者多相交錯并聯的方式來分擔功率，不僅可以降低紋波，還能夠進一步提高效率，實現高效無橋逆變，其具體的實現圖類似圖14所示。相應的 boost電 路,buck-boost電路,forward電路等PWM調制的DC/DC電路，也可以按照圖5所示結構連接并按照SPWM調制以實現無橋逆變器結構，這里不再詳細說明。
綜上所述，本發明各實施例的無橋逆變電路與太陽能無橋逆變器，核心是無橋逆變器結構，即使用兩個準DC/DC變換器分別在工頻的正半周和負半周工作，然后通過輸出的半個準正弦波疊加以獲得最后的工頻正弦波，實現無逆變橋結構(圖4所示)；這兩個準 DC/DC變換器可以為任意的DC/DC變換器電路拓撲，并不局限于本申請中提到的這些電路結構；使用無橋結構，減少了輸出電流流過的開關晶體原件，減少了損耗，提高效率，同時降低開關元器件的數量，降低逆變器的成本，這將極大的有利于優化逆變器的設計。
最后應說明的是以上所述僅為本發明的優選實施例而已，并不用于限制本發明， 盡管參照前述實施例對本發明進行了詳細的說明，對于本領域的技術人員來說，其依然可以對前述各實施例所記載的技術方案進行修改，或者對其中部分技術特征進行等同替換。 凡在本發明的精神和原則之內，所作的任何修改、等同替換、改進等，均應包含在本發明的保護范圍之內。
權利要求
1.一種無橋逆變電路，其特征在于，包括電能收集裝置，電網，DSP，以及輸入端分別接電能收集裝置輸出端、控制端分別接DSP、且輸出端分別接電網輸出端的多相并聯或者多相交錯并聯的多個準DC/DC變換器，其中所述DSP，用于向多相并聯或者多相交錯并聯的多個準DC/DC變換器發送控制信號，使多相并聯或者多相交錯并聯的多個準DC/DC變換器在預設的一個工頻周期內分時工作，并將分時工作所得正向半個準正弦波電壓與負向半個準正弦波電壓進行拼接，得到標準正弦波電壓；所述多相并聯或者多相交錯并聯的多個準DC/DC變換器，用于分別將所述電能收集裝置的電能，轉換為半個準正弦波輸出；以及，用于基于DSP的控制信號，在預設的一個工頻周期內分時工作，交替式向電網提供半個準正弦波電壓，使電網獲得的標準正弦波電壓。
2.根據權利要求1所述的無橋逆變電路，其特征在于，所述多相并聯或者多相交錯并聯的多個準DC/DC變換器，包括兩相并聯的第一準DC/DC變換器與第二準DC/DC變換器；在所述DSP的控制下，第一準DC/DC變換器與第二準DC/DC變換器，用于分別在一個工頻周期內分時工作，將電能收集裝置的電能轉換為半個準正弦波輸出；以及，在整個工頻周期內，將所得半個準正弦波進行拼接，使電網獲得由正向半個準正弦波與負向半個準正弦波構成、且用于供給負載的標準正弦波電壓；在整個工頻周期內，所述第一準DC/DC變換器工作時，第二準DC/DC變換器停止工作； 第二準DC/DC變換器工作時，第一準DC/DC變換器停止工作。
3.一種太陽能無橋逆變器，其特征在于，包括由直流輸入電源與并聯在所述直流輸入電源輸出端的輸入濾波電容Cw■構成的電能收集裝置，電網與電網側負載, DSP，以及輸入端分別接直流輸入電源輸出端、控制端分別接DSP、且輸出端分別接電網輸出端的多相并聯或者多相交錯并聯的多個準DC/DC變換器，其中所述DSP，用于向多相并聯或者多相交錯并聯的多個準DC/DC變換器發送控制信號，使多相并聯或者多相交錯并聯的多個準DC/DC變換器在預設的一個工頻周期內分時工作，并將分時工作所得正向半個準正弦波電壓與負向半個準正弦波電壓進行拼接，得到標準正弦波電壓；所述多相并聯或者多相交錯并聯的多個準DC/DC變換器，用于分別將所述電能收集裝置的電能，轉換為半個準正弦波輸出；以及，用于基于DSP的控制信號，在預設的一個工頻周期內分時工作，交替式向電網提供半個準正弦波電壓，使電網獲得的標準正弦波電壓。
4.根據權利要求3所述的太陽能無橋逆變器，其特征在于，所述多相并聯或者多相交錯并聯的多個準DC/DC變換器，包括兩相并聯的第一準DC/DC變換器與第二準DC/DC變換器；在所述DSP的控制下，第一準DC/DC變換器與第二準DC/DC變換器，用于分別在一個工頻周期內分時工作，將電能收集裝置的電能轉換為半個準正弦波輸出；以及，在整個工頻周期內，將所得半個準正弦波進行拼接，使電網獲得由正向半個準正弦波與負向半個準正弦波構成、且用于供給負載的標準正弦波電壓；在整個工頻周期內，所述第一準DC/DC變換器工作時，第二準DC/DC變換器停止工作；第二準DC/DC變換器工作時，第一準DC/DC變換器停止工作。
5.根據權利要求3或4所述的太陽能無橋逆變器，其特征在于，在所述多相并聯或者多相交錯并聯的多個準DC/DC變換器中，每個準DC/DC變換器包括SPWM調制的DC/DC變換電路，以及與所述SPWM調制的DC/DC變換電路連接的控制開關；所述控制開關β 2，用于基于DSP的控制信號，控制SPWM調制的DC/DC變換電路工作或停止工作的控制開關0 2 為自然數。
6.根據權利要求5所述的太陽能無橋逆變器，其特征在于，所述SPWM調制的DC/DC 變換電路，包括有源反激變換電路、降壓式變換Buck電路、boost升壓電路，降壓或升壓 buck-boost電路、以及單/雙開關正激式Forward直流變換電路中的至少一種。
7.根據權利要求6所述的太陽能無橋逆變器，其特征在于，所述有源反激變換電路包括箝位電容Cea，變壓器；功率半導體開關仏與Gert ,Gm與Qmt的體二極管或額外的并聯二極管％與％^,輸出端濾波電容Cb,以及變壓器I；副邊整流二極管U11 ;其中所述直流輸入電源的正極，與變壓器I；原邊線圈的始端連接；經箝位電容Cail后，功率半導體開關β 1的漏極、以及的體二極管或額外的并聯二極管的陰極連接；所述直流輸入電源的負極，與功率半導體開關β 的源極、以及a的體二極管或額外的并聯二極管D01的陽極連接；所述變壓器；原邊線圈的末端，與功率半導體開關的源極、β**的體二極管或額外的并聯二極管％ *的陽極、功率半導體開關β*的漏極、以及仏的體二極管或額外的并聯二極管％的陰極連接；所述變壓器副邊線圈的末端，與變壓器！■■副邊整流二極管Dtt的陽極連接；變壓器 ；副邊整流二極管的陰極為輸出端，經輸出端濾波電容C11后，接變壓器I；副邊線圈的始端及參考地；所述功率半導體開關GL的柵極，用于輸入占空比為U的脈沖信號；功率半導體開關 0 !的柵極，用于輸入占空比為l- 的脈沖信號；控制開關β ·2的控制端與DSP連接。
8.根據權利要求7所述的太陽能無橋逆變器，其特征在于，所述控制開關許聯在輸出端濾波電容Ca的兩端。
9.根據權利要求7所述的太陽能無橋逆變器，其特征在于，所述控制開關β_2并聯在變壓器I；副邊整流二極管A1的兩端。
10.根據權利要求7所述的太陽能無橋逆變器，其特征在于，所述直流輸入電源，為至少包括太陽能電池板PV或蓄電池的儲能設備或風能發電設備或光熱發電裝置；所述功率半導體開關& h，至少包括金屬氧化物場效應晶體管M0SFET、絕緣柵極雙極型晶體管IGBT與二極管中的至少一種。
11.根據權利要求6所述的太陽能無橋逆變器，其特征在于，所述降壓式變換Buck電路包括功率半導體開關&, a的體二極管或額外的并聯二極管&,輸出端濾波電容^,整流二極管A1,以及諧振電感忌；其中所述直流輸入電源的正極，與功率半導體開關Gk的漏極、以及&的體二極管或額外的并聯二極管％的陰極連接；所述直流輸入電源的負極，與整流二極管的陽極及參考地連接；所述功率半導體開關功率半導體開關Ck的的源極、&的體二極管或額外的并聯二極管％*的陽極、以及整流二極管的陰極連接，經諧振電感4與輸出端濾波電容Cb后接參考地，并經控制開關0 2后接地； 所述功率半導體開關Q1的柵極，用于輸入占空比為D的脈沖信號；控制開關的控制端與DSP連接。
全文摘要
本發明公開了一種無橋逆變電路與太陽能無橋逆變器，其中，該無橋逆變電路包括電能收集裝置，電網，DSP，以及輸入端分別接電能收集裝置輸出端、控制端分別接DSP、且輸出端分別接電網輸出端的多相并聯或者多相交錯并聯的多個準DC/DC變換器，在DSP的控制下，該多個準DC/DC變換器在預設的一個工頻周期內分時工作，并將所得正向半個準正弦波電壓與負向半個準正弦波電壓進行拼接，得到標準正弦波電壓。本發明所述無橋逆變電路與太陽能無橋逆變器，可以克服現有技術中損耗大、能量利用率低、熱處理元件多、設備重量大與運輸成本高等缺陷，以實現損耗小、能量利用率高、熱處理元件少、設備重量小與運輸成本低的優點。
文檔編號H02M7/48GK103023362SQ20121004642
公開日2013年4月3日 申請日期2012年2月27日 優先權日2012年2月27日
發明者鄭崇峰, 邱齊, 梁志剛 申請人:無錫聯動太陽能科技有限公司