專利名稱：降壓轉換器的制作方法
技術領域：
本發明涉及電子電路領域，特別是涉及一種降壓轉換器。
背景技術：
隨著集成電路工藝的日益發展，集成電路元件越來越小型化，使得集成電路的集成度越來越高，在集成電路中過高的電壓會將金屬氧化物半導體型場效應管(M0S管)擊穿，輕則電路不工作，重則損壞整個電路，因此需要將外界提供的較高的直流電壓降低到較低的直流電壓供集成電路工作。合適的供電電壓不僅能保護集成電路，同時能夠有效的降低整個系統的功耗。應用于生物醫學工程的系統，一般都是電池或者鋰電池供電，而且要求具有便攜性、能夠長時間工作等特點。這就要求，應用于生物醫學工程系統的DC-DC電壓轉換器需要具有低功耗、高效率的特點。可用于便攜式醫療設備的電源管理DC-DC包括:1、低壓差線性穩壓電源(LowDrop Output, LD0) ;2、開關電容變換電路(Switched Capacitor Converter) ;3、開關電源型 DC-DC。LDO具有超低的輸出電壓噪聲，這是它的最大優勢，但是LDO線性穩壓電源的缺點是當輸入電壓與輸出電壓之間的電壓差較大時，調整管上的損耗大、導致效率很低。開關電容式的DC-DC轉 換器負載能力差，在比較大負載的情況也不適用。此外，由于現代微電子工藝中，集成在芯片內的電阻一般不超過500K Ω，電容不超過50pF，這是因為如果集成電阻或者集成電容超過這些值，它們的非線性將極大地損壞電路的性能，得不償失。鑒于開關電容所特有的特點:電容大，這一特點使得開關電容的應用有了一定的局限性。傳統的開關電源型DC-DC轉換器包括脈沖寬度調制(Pulse-Width Modulation,PWM)控制方式，或者脈沖寬度調制與脈沖頻率調制(Pulse-Frequency Modulation, PFM)混合調制(PWM/PFM)方式。在PWM控制方式中，由于開關功率管和整流管一直處于開關轉換狀態，并且頻率一般都較高，達到幾MHz，從而產生很大的開關損耗，造成極大的系統功耗損失，在輕載情況下，效率迅速下降。不利于生物醫學工程領域的電源管理要求。而PFM控制方法所需要的結構比較復雜，需要額外的負延時、單穩態觸發信號(one-shot)發生模塊等，更多的模塊容易導致系統不穩定，容易發生震蕩，并產生額外的功耗損耗。
發明內容基于此，針對傳統的降壓轉換方式效率低，并產生額外的功耗損耗的問題，有必要提供一種低功耗高效率的降壓轉換器。一種降壓轉換器，包括變換電路、過零比較器、電流比較器、電壓比較器及PFM控制電路
所述變換電路包括輸入端與電源連接的開關管Q1、輸出端與所述開關管Ql輸出端連接輸入端接地的開關管Q2、一端與所述開關管Ql輸出端連接的電感L、一端與所述電感L連接另一端接地的電容C及并聯在所述電容C兩端的電阻Rl ；所述電壓比較器的反相輸入端連接在所述電感L與所述電容C間的節點、正相輸入端輸入基準電壓，并將比較結果輸入所述PFM控制電路；所述電流比較器的正相輸入端與所述開關管Ql的輸入端連接、反相輸入端輸入所述電感L的電流峰值，并將比較結果輸入所述PFM控制電路；所述過零比較器的正相輸入端與所述開關管Ql輸出端連接、反相輸入端接地，并將比較結果輸入所述PFM控制電路；所述PFM控制電路根據所述電壓比較器、電流比較器以及過零比較器的比較結果輸出控制開關管Ql和開關管Q2通斷的控制信號。優選地，所述電流比較器包括正相電流鏡模塊、反相電流鏡模塊，其中，所述電流比較器正相輸入端輸入的電流Iin+經所述正相電流鏡模塊鏡像與所述電流比較器反相輸入端輸入的電流Iin-經所述反相電流鏡模塊鏡像到同一節點；若Iin+大于Iin_，則所述節點的電壓被拉高在所述電流比較器輸出端輸出高電平；若Iin+小于Iin_，則所述節點的電壓被拉低在所述電流比較器輸出端輸出低電平。優選地，所述正相電·流鏡像模塊包括第一電流鏡、第二電流鏡，其中，第一電流鏡包括N 溝道 MOS 管 NMOSl、M0S 管 NM0S2、M0S 管 NM0S3、M0S 管 NM0S4 及電阻R2，其中，所述MOS管NMOSl源極經所述電阻R2接入電流Iin+、柵極與所述MOS管NM0S2柵極連接后接入電流Iin+、漏極與所述MOS管NM0S3源極連接，所述MOS管NM0S3的柵極與所述MOS管NM0S4柵極連接后與所述MOS管NMOSl源極連接、漏極與所述MOS管NM0S4漏極接地，所述MOS管NM0S4源極與所述MOS管NM0S2漏極連接，所述MOS管NM0S2源極與所述第二電流鏡連接；第二電流鏡包括P 溝道 MOS 管 PMOSl、M0S 管 PM0S2、M0S 管 PM0S3、M0S 管 PM0S4 及電阻R3，其中，所述MOS管PMOSl源極經所述電阻R3接所述MOS管NM0S2源極、柵極與所述MOS管PM0S2柵極連接后接入所述MOS管NM0S2源極、漏極與所述MOS管PM0S3源極連接，所述MOS管PM0S3的柵極與所述MOS管PM0S4柵極連接后與所述MOS管PMOSl源極連接、漏極與所述MOS管PM0S4漏極連接，所述MOS管PM0S4源極與所述MOS管PM0S2漏極連接，所述MOS管PM0S2源極輸出正相鏡像電流。優選地，所述反相電流鏡模塊包括N溝道MOS管NM0S5、M0S管NM0S6、M0S管NM0S7、MOS管NM0S8及電阻R4，其中，所述MOS管NM0S5源極經所述電阻R4接入電流Iin_、柵極與所述MOS管NM0S6柵極連接后接入電流Iin_、漏極與所述MOS管NM0S7源極連接，所述MOS管NM0S7柵極與所述MOS管NM0S8柵極連接后與所述MOS管NM0S5源極連接、漏極與所述MOS管NM0S8漏極接地，所述MOS管NM0S8源極與所述MOS管NM0S6漏極連接，所述MOS管NM0S6源極輸出反相鏡像電流與所述MOS管PM0S2源極連接輸出正相鏡像電流相遇。
優選地，所述電流比較器還包括第一反相器、第二反相器，其中，所述第一反相器包括P溝道MOS管PM0S5、N溝道MOS管NM0S9，所述MOS管PM0S5源極與所述MOS管PM0S4漏極連接、漏極與所述MOS管NM0S9源極連接、柵極與所述MOS管NM0S9刪節連接后接入所述節點；所述第二反相器包括P溝道MOS管PM0S6、N溝道MOS管NM0S10，所述MOS管PM0S6源極與所述MOS管PM0S5源極連接、柵極與所述MOS管NM0S10柵極連接后與所述MOS管PM0S5漏極連接、漏極與所述MOS管NM0S10源極連接的節點為所述電流比較器輸出端。優選地，所述PFM控制模塊包括與門、第一非門、第二非門、或門、或非門及RS觸發器，其中，所述與門兩輸入端分別與所述電壓比較器的輸出端及過零比較器的輸出端連接、輸出端與所述RS觸發器的R端連接，所述或門一輸入端經所述第一非門與所述電壓比較器的輸出端連接另一輸入端與所述電流比較器輸出端連接、輸出端與所述RS觸發器的S端連接，所述第一非門的輸入端與電壓比較器的輸出端連接、輸出端與或門一輸入端連接；所述RS觸發器的Q端輸出通斷控制信號經驅動單元驅動以控制所述開關管Ql通斷；所述RS觸發器的Q端經所述第二非門與所述或非門一輸入端連接，所述或非門另一輸入端與所述過零比較器的輸出端連接、輸出端輸出通斷控制信號經驅動單元驅動以控制所述開關管Q2通斷。優選地，還包括電流檢測 電路，所述電流比較器正相輸入端經所述電流檢測電路與所述開關管Ql的輸入端連接。優選地，所述電流檢測電路包括P溝道MOS管PM0S7、MOS管PM0S8及放大器，其中，所述開關管Ql為P溝道功率MOS管，所述開關管Q2為N溝道整流MOS管，所述MOS管PM0S7與所述功率MOS管共源共柵連接，所述MOS管PM0S7漏極接入所述放大器一輸入端連接，所述放大器另一輸入端與所述MOS管PM0S8源極及所述功率MOS管漏極連接、輸出端與所述MOS管PM0S8柵極連接，所述MOS管PM0S8漏極輸出檢測電流。優選地，還包括帶隙基準，所述電壓比較器為遲滯比較器，所述帶隙基準與所述遲滯比較器正相輸入端連接。優選地，還包括分壓電阻R5和分壓電阻R6，所述遲滯比較器正相輸入端經所述分壓電阻R5連接在所述電感L與所述電容C間的節點、經所述分壓電阻R6接地。上述降壓轉換器通過電流比較器檢測電感L電流是否到達峰值，從而發送信號至PFM控制電路控制開關管Ql的關閉，過零比較器檢測開關管Ql的漏極電壓是否為負，從而檢測到電感L電流是否反向，發送信號至PFM控制電路控制開關管Q2的關閉，從而阻止了能量從電容C流向地，造成無謂的功耗損失。采用內部產生的數字信號作為控制信號，從而省去了額外的負延時、單穩態觸發信號等控制模塊，提高了電路的穩定性，降低了電路結構復雜度和功耗。同時，PFM控制電路中采用動態部分關斷策略，有效的減少系統損耗，提高了效率。
圖1為降壓轉換器的結構框圖；圖2為優選實施例中的降壓轉換器的原理圖；圖3為優選實施例中的電流比較器的原理圖；圖4為優選實施例中的電流檢測電路的原理圖；圖5為優選實施例中的電壓比較器的原理圖；圖6為降壓轉換器連續模式下的電感電流L和開關管Ql和開關管Q2的控制信號;圖 7為當輸入為Vin = 5V時，輸出電壓Vwt和電感電流込的仿真波形；圖8為當輸入為Vin = 3.5V時，輸出電壓Vwt和電感電流込的仿真波形；圖9是輸入為階躍電壓Vin = 6V到Vin = 3.5V時的仿真波形；圖10是負載電流為階躍電流IlMd = OmA到Iltjad = 24mA時的輸出波形；圖11是負載電流從O變化到IOmA時的效率曲線。
具體實施方式為了使本發明的目的、技術方案及優點更清楚明白，以下結合附圖及實施例，對本發明進一步詳細說明。應當理解，此處所描述的具體實施例僅用以解釋本發明，并不用于限定本發明。如圖1所示，一種降壓轉換器，包括變換電路100、電流比較器200、過零比較器300、電壓比較器400及PFM控制電路500。變換電路100包括輸入端與電源連接的開關管Q1、輸出端與開關管Ql輸出端連接且輸入端接地的開關管Q2、一端與開關管Ql輸出端連接的電感L、一端與電感L連接另一端接地的電容C及并聯在電容C兩端的電阻Rl。在本實施例中，開關管Ql為P溝道MOS管，開關管Q2為N溝道MOS管。在其他實施例中，開關管Ql、開關管Q2可以被IGBT (InsulatedGate Bipolar Translator,絕緣柵門極晶體管)等可控型開關器件替換。變換電路100為降壓斬波電路(Buck Chopper)，是一種對輸入輸出電壓進行降壓變換的直流斬波器，即輸出電壓低于輸入電壓，由于其具有優越的變壓功能，因此可以直接用于需要直接降壓的地方。如圖2所示，電流比較器200的正相輸入端與開關管Ql的輸入端連接、反相輸入端輸入電感L的電流峰值Ipeak,并將比較結果Vie輸入PFM控制電路500。電流比較器200檢測電感電流込是否到達峰值Ipeak，從而利用PFM控制電路500控制開關管Ql的關閉。過零比較器300的正相輸入端與開關管Ql輸出端連接、反相輸入端接地，并將比較結果Vinv輸入PFM控制電路500。過零比較器300檢測開關管Ql的輸出電壓Vsw是否為負，從而檢判斷電感L的電流是否反向，并關閉開關管Q2，從而阻止了能量從電容C流向地，造成無謂的功耗損失。電壓比較器400的反相輸入端連接在電感L與電容C間的節點、正相輸入端輸入基準電壓V,ef，并將比較結果輸入PFM控制電路500。在本實施例中，電壓比較器400優選為遲滯比較器，帶隙基準700與遲滯比較器正相輸入端連接為電壓比較器400提供基準電
壓 Vref。PFM控制電路500根據電流比較器200、過零比較器300以及電壓比較器400的比較結果輸出控制開關管Ql和開關管Q2通斷的控制信號。PFM控制模塊500包括與門、第一非門、第二非門、或門、或非門及RS觸發器M。與門兩輸入端分別與電壓比較器400的輸出端及過零比較器300的輸出端連接、輸出端與RS觸發器M的R端連接,或門一輸入端經第一非門與電壓比較器400的輸出端連接另一輸入端與電流比較器200輸出端連接、輸出端與RS觸發器M的S端連接，第一非門的輸入端與電壓比較器400的輸出端連接、輸出端與或門一輸入端連接。RS觸發器M的Q端輸出通斷控制信號PFM_P經驅動單元502驅動以控制開關管Ql通斷。RS觸發器M的Q端經第二非門與或非門一輸入端連接，或非門另一輸入端與過零比較器300的輸出端連接、輸出端輸出通斷控制信號PFM_N經驅動單元502驅動以控制開關管Q2通斷。如圖3所示，本實施例中，電流比較器200包括正相電流鏡模塊210、反相電流鏡模塊220、第一反相器230及第二反相器240。電流比較器200正相輸入端輸入的電流Iin+經正相電流鏡模塊210鏡像與電流比較器200反相輸入端輸入的電流Iin-(電感峰值電流Ipeak)經反相電流鏡模塊220鏡像到同一節點a ；正相電流鏡像模塊210包括第一電流鏡202和第二電流鏡204。第一電流鏡202 包括 N 溝道 MOS 管 NMOSl、M0S 管 NM0S2、M0S 管 NM0S3、M0S 管 NM0S4及電阻R2。MOS管NMOSl源極經電阻R2接入電流Iin+、柵極與MOS管NM0S2柵極連接后接入電流Iin+、漏極與MOS管NM0 S3源極連接，MOS管NM0S3的柵極與MOS管NM0S4柵極連接后與MOS管NMOSl源極連接、漏極與MOS管NM0S4漏極接地，MOS管NM0S4源極與MOS管NM0S2漏極連接，MOS管NM0S2源極與第二電流鏡204連接；第二電流鏡 204 包括 P 溝道 MOS 管 PMOSl、M0S 管 PM0S2、M0S 管 PM0S3、M0S 管 PM0S4及電阻R3。MOS管PMOSI源極經電阻R3接MOS管NM0S2源極、MOS管PMOSI柵極與MOS管PM0S2柵極連接后接入MOS管NM0S2源極、MOS管PMOSl漏極與MOS管PM0S3源極連接，MOS管PM0S3的柵極與MOS管PM0S4柵極連接后與MOS管PMOSl源極連接、MOS管PM0S3漏極與MOS管PM0S4漏極連接，MOS管PM0S4源極與MOS管PM0S2漏極連接，MOS管PM0S2源極輸出正相鏡像電流。反相電流鏡模塊220包括N溝道MOS管NM0S5、M0S管NM0S6、M0S管NM0S7、M0S管NM0S8及電阻R4。MOS管NM0S5源極經電阻R4接入電流Iin_、MOS管NM0S5柵極與MOS管NM0S6柵極連接后接入電流Iin_、MOS管NM0S5漏極與MOS管NM0S7源極連接，MOS管NM0S7柵極與MOS管NM0S8柵極連接后與MOS管NM0S5源極連接、MOS管NM0S7漏極與MOS管NM0S8漏極接地，MOS管NM0S8源極與MOS管NM0S6漏極連接，MOS管NM0S6源極輸出反相鏡像電流與MOS管PM0S2源極連接輸出正相鏡像電流相遇在節點a。若Iin+大于Iin-，則節點a的電壓被拉高在電流比較器200輸出端輸出高電平，即此時Vtl為高電平；若Iin+小于Iin_，則節點a的電壓被拉低在電流比較器200輸出端輸出低電平，即此時Vtl為低電平。
電流比較器200還包括第一反相器230和第二反相器240。第一反相器230包括P溝道MOS管PM0S5、N溝道MOS管NM0S9，M0S管PM0S5源極與MOS管PM0S4漏極連接、MOS管PM0S5漏極與MOS管NM0S9源極連接、MOS管PM0S5柵極與MOS管NM0S9刪節連接后接入節點a ；第二反相器240包括P溝道MOS管PM0S6、N溝道MOS管NM0S10，MOS管PM0S6源極與MOS管PM0S5源極連接、MOS管PM0S6柵極與MOS管NM0S10柵極連接后與MOS管PM0S5漏極連接、MOS管PM0S6漏極與MOS管NM0S10源極連接的節點b為電流比較器200的輸出端。第一反相器230和第二反相器240。用于驅動節點a的節點電壓Vtl使其符合PFM控制模塊500的輸入請求。本實施例中的電流比較器200，僅僅用了兩個鏡像電流電路，將輸入電流鏡像后進行比較。結構十分簡單，而且由于驅動電流很低，功耗也很低，只有幾十毫微瓦。如圖5所示，是電壓比較器400的原理圖，該電壓比較器400采用最經典的電壓比較器，結構簡單，功耗低，很適用于便攜式醫療設備的低功耗要求。參考圖2，電流比較器200正相輸入端經電流檢測路600與開關管Ql的輸入端連接。如圖4所示，電流檢測電路600包括P溝道MOS管PM0S7、M0S管PM0S8及放大器，其中， 如上所述，開關管Ql為P溝道功率MOS管，開關管Q2為N溝道整流MOS管，MOS管PM0S7與開關管Q1，即功率MOS管共源共柵連接，MOS管PM0S7漏極接入放大器一輸入端連接，放大器另一輸入端與MOS管PM0S8源極及功率MOS管(開關管Ql)漏極連接、輸出端與MOS管PM0S8柵極連接，MOS管PM0S8漏極輸出檢測電流Iin+。電流檢測電路600，通過MOS管PM0S7將開關管Ql上得電流鏡像后，通過載流電路將其檢測并輸出。根據:Id = —\iCox—{VGS - Vth)(I)其中，Id是MOS管PM0S7流過的漏極電流，也就是導通電流。μ是N溝道或者P溝道器件的表面遷移率(cm2/V*s)。Cox為單位面積柵氧化物電容(F/cm2)。W和L分別為MOS管PM0S7的有效溝道寬度和長度。Vgs是MOS管PM0S7的柵極和源極之間的電壓。Vth是MOS管PM0S7的閾值電壓。當Vgs (PM0S7) = Vgs (Ql)時，我們可知Id(PMOSI) =(2)
V L J{pMOSl) V L J(Qi) f U7* T \
Γηηηη T1-T * (PMOS7) (δ1)^ D(ei) —~—τ-
V fei) Hpmosi) J其中，Id(PM0S7)和Id(QI)分別是MOS管PM0S7和開關管Ql的導通電流，W和L分別為MOS管PM0S7的寬度和長度。從式(3)可以看出Iin+和電感電流込之間的關系式由MOS管PM0S7和開關管Ql的寬長比決定的，因此，可以通過控制它們的寬長比從而檢測到精確的電感電流込。如圖2所示，包括分壓電阻R5和分壓電阻R6，遲滯比較器即電壓比較器400的正相輸入端經分壓電阻R5連接在電感L與電容C間的節點、經分壓電阻R6接地。變換電路100的基本拓撲結構如圖2所示。Vin是輸入電壓，通常為外部電源供電。開關管Ql和開關管Q2是功率MOS管和整流MOS管。實際應用中開關管Ql和開關管Q2通常采用具有很大寬長比的MOS管實現。在正常工作過程中，開關管Ql和開關管Q2以一定的時序一次開通，其中開關管Ql的導通時間為ton，其所占整個開關周期的比例稱之為導通占空比，用D表示，開關管Q2的導通時間toff占整個開關周期的比例稱為關斷占空比，用Doff表示。首先假定開關管Ql和開關管Q2都是理想開關，它們的導通電阻均為0，假設導通的時間加上不導通的 時間是開關周期。由于導通時間加上關斷時間等于開關周期，電感中得電流不會出現下降到零的情況，所以又稱之為電流連續工作模式(Cont i nuou sConduction Mode, CCM)。在一個開關周期T內，0_tm時間內開關管Ql導通，電流就通過電感L，開關管Ql以及電容C對負載供電，這時電感L作為儲能原件。這時節點SW電壓Vsw等于輸入電壓Vin，電感電流按照固定的斜率上升，其斜率可表示為:Son= (Vin-Vout)/L (4)其中，Sm為電感電流L上升的斜率，Vin和Vtjut分別為輸入電壓和輸出電壓，L為電感的值。那么在tm_T時間內，開關管Ql關斷，開關管Q2打開，電感L中儲存的能量釋放給負載和電容C，這時的節點SW電壓Vsw等于O。電感L中得電流込就會按照固定的斜率下降，其斜率為:Soff = Vout/L (5)在一個周期內，Sff電壓均值為:Asw = D*Vin其中，Stjff為電感電流Il下降的斜率，Asw為節點SW的電壓Vsw的均值。由于節點SW的電壓Vsw包括所有斬波電路的作用。電感電流的改變值和輸出電壓可分別表示為:ML=^(T-ton)(6)Vout = D*Vin (7)其中，Λ込為電感電流的改變值，T為開關周期，、 為開關管Ql導通的時間，D為開關管Ql導通的占空比。上面的分析是基于:導通的時間加上關斷的時間為整個開關周期，假設電路中的電感L比較小，輸出電感電流込比較小或者開關周期T比較長的情況時，當電感電流下降到零時，新的周期仍然沒有開始，這種情況被稱為電感電流不連續模式(DiscontinuousConduction Mod, DCM)。此時，開關管Ql和開關管Q2的控制信號CLK_PM0S和CLK_NM0S，電感L上的電感電流L如圖6所示。電感電流L的改變值和輸出電壓可以分別表示為如下:AIl =^L*tofr(8)
LKut = n*Vrn(9)其中，Irff為開關的關斷時間。這種結構的DC-DC轉換器輸出電壓Vrat都低于或者等于輸入電壓Vin，所以我們稱之為buck轉換器。如圖7和圖8所示，分別為:當Vin = 5V和Vin = 3.5V時輸出電壓Vtjut和電感電流^的仿真結果。由此可見，在很大的輸入范圍內，輸出電壓都可以保持一個恒定不變的輸出電壓Iut不變。如圖9所示，進一步以一個階躍的輸入電壓，Vin= 3.5V到Vin = 6V，得到的輸出電壓仍然為Vrat = 2.5V，并且紋波很小，只有十幾毫伏。如圖10所示，以一個階躍的負載電流，IlMd = OmA到Iltjad = 24mA,得到的輸出電壓仍然為VOUT = 2.5V，說明該芯片的負載能力足夠醫療芯片的應用。如圖11所示，為降壓轉換器仿真后得到的不同負載電流下的轉換效率曲線。請參考圖1，降壓轉換器的連接結構為:串聯分壓電阻R5和分壓電阻R6與變換電路100的輸出直流電壓 Vrat相接，并將一部分輸出電壓Vfb反饋到電壓比較器100的反相輸入端，與帶隙基準BGR產生的參考電壓VMf進行比較，輸出電平Voel與過零比較器300的輸出Vinv信號通過一個與門(AND gate)控制電路中的RS觸發器M的R端(清零端)將控制信號PFM_P置為“0”，經過驅動電路502后產生信號CLK_PM0S控制開關管Ql使其導通。電流檢測電路600輸入端與開關管Ql的源極相接，輸出電流Iin+接入電流比較器200的正向輸入端，與反向輸入端的參考電流Ipeak進行比較后，產生信號Vie。遲滯比較器(電壓比較器400)的輸出電平Vtjel經第一非門反向后和信號Vie經過或門(OR gate)，控制電路中的RS觸發器M的S端(置位端)將控制信號PFM_P置為“ I ”。過零比較器300的正向輸入端接入電感L正端的電壓Vsw，反向輸入端接地GND，輸出Vinv,開關管Ql的控制信號PFM_P經第二非門反向后與該信號Vinv接入或非門(NOR gate)產生信號PFM_N，經過驅動電路502產生開關管Q2的控制信號CLK_NM0S。控制信號CLK_PM0S和CLK_NM0S分別接入開關管Ql和開關管Q2的柵極。同時，當開關管Ql關斷時，就不需要電流比較器200進行電流比較，同時也不需要電流檢測電路600檢測電流Iin+，因此，本發明采用動態關斷策略，將電流比較器200和電流檢測電路600關斷，從而降低了無謂的功率損耗，提高了轉換效率。以解決現有的DC-DC變換器存在的主開關器件開關損耗大、附加時鐘電路體積大、成本高、效率低的問題。使其很好的適用于醫療芯片的應用中。此外，降壓轉換器在工作過程中，靜態電流僅有幾十毫微瓦。另外，采用內部產生的數字信號作為控制信號，從而省去了額外的負延時、one-shot等控制模塊，提高了電路的穩定性，降低了電路結構復雜度和功耗。同時，PFM控制電路500中采用動態部分關斷策略，有效的減少系統損耗，提高了效率。從而適用于有低功耗要求的生物醫學設備。以上所述實施例僅表達了本發明的幾種實施方式，其描述較為具體和詳細，但并不能因此而理解為對本發明專利范圍的限制。應當指出的是，對于本領域的普通技術人員來說，在不脫離本發明構思的前提下，還可以做出若干變形和改進，這些都屬于本發明的保護范圍。因此，本發明專利的保護范圍應以所附權利要求為準 。
權利要求
1.一種降壓轉換器，其特征在于，包括變換電路、過零比較器、電流比較器、電壓比較器及PFM控制電路 所述變換電路包括輸入端與電源連接的開關管Q1、輸出端與所述開關管Ql輸出端連接且輸入端接地的開關管Q2、一端與所述開關管Ql輸出端連接的電感L、一端與所述電感L連接另一端接地的電容C及并聯在所述電容C兩端的電阻Rl ； 所述電壓比較器的反相輸入端連接在所述電感L與所述電容C間的節點、正相輸入端輸入基準電壓，并將比較結果輸入所述PFM控制電路； 所述電流比較器的正相輸入端與所述開關管Ql的輸入端連接、反相輸入端輸入所述電感L的電流峰值，并將比較結果輸入所述PFM控制電路； 所述過零比較器的正相輸入端與所述開關管Ql輸出端連接、反相輸入端接地，并將比較結果輸入所述PFM控制電路； 所述PFM控制電路根據所述電壓比較器、電流比較器以及過零比較器的比較結果輸出控制開關管Ql和開關管Q2通斷的控制信號。
2.根據權利要求1所述的降壓轉換器，其特征在于，所述電流比較器包括正相電流鏡模塊、反相電流鏡模塊，其中， 所述電流比較 器正相輸入端輸入的電流Iin+經所述正相電流鏡模塊鏡像與所述電流比較器反相輸入端輸入的電流Iin-經所述反相電流鏡模塊鏡像到同一節點； 若Iin+大于Iin_，則所述節點的電壓被拉高在所述電流比較器輸出端輸出高電平； 若Iin+小于Iin_，則所述節點的電壓被拉低在所述電流比較器輸出端輸出低電平。
3.根據權利要求2所述的降壓轉換器，其特征在于，所述正相電流鏡像模塊包括第一電流鏡、第二電流鏡，其中， 第一電流鏡包括N溝道MOS管NMOSl、MOS管NM0S2、MOS管NM0S3、MOS管NM0S4及電阻R2，其中， 所述MOS管NMOSl源極經所述電阻R2接入電流Iin+、柵極與所述MOS管NM0S2柵極連接后接入電流Iin+、漏極與所述MOS管NM0S3源極連接，所述MOS管NM0S3的柵極與所述MOS管NM0S4柵極連接后與所述MOS管NMOSl源極連接、漏極與所述MOS管NM0S4漏極接地，所述MOS管NM0S4源極與所述MOS管NM0S2漏極連接，所述MOS管NM0S2源極與所述第二電流鏡連接； 第二電流鏡包括P溝道MOS管PMOSl、MOS管PM0S2、MOS管PM0S3、MOS管PM0S4及電阻R3，其中， 所述MOS管PMOSl源極經所述電阻R3接所述MOS管NM0S2源極、柵極與所述MOS管PM0S2柵極連接后接入所述MOS管NM0S2源極、漏極與所述MOS管PM0S3源極連接，所述MOS管PM0S3的柵極與所述MOS管PM0S4柵極連接后與所述MOS管PMOSl源極連接、漏極與所述MOS管PM0S4漏極連接，所述MOS管PM0S4源極與所述MOS管PM0S2漏極連接，所述MOS管PM0S2源極輸出正相鏡像電流。
4.根據權利要求3所述的降壓轉換器，其特征在于，所述反相電流鏡模塊包括N溝道MOS 管 NM0S5、MOS 管 NM0S6、MOS 管 NM0S7、MOS 管 NM0S8 及電阻 R4，其中， 所述MOS管NM0S5源極經所述電阻R4接入電流Iin_、柵極與所述MOS管NM0S6柵極連接后接入電流Iin_、漏極與所述MOS管NM0S7源極連接，所述MOS管NM0S7柵極與所述MOS管NM0S8柵極連接后與所述MOS管NM0S5源極連接、漏極與所述MOS管NM0S8漏極接地，所述MOS管NM0S8源極與所述MOS管NM0S6漏極連接，所述MOS管NM0S6源極輸出反相鏡像電流與所述MOS管PM0S2源極連接輸出正相鏡像電流相遇。
5.根據權利要求4所述的降壓轉換器，其特征在于，所述電流比較器還包括第一反相器、第二反相器，其中， 所述第一反相器包括P溝道MOS管PM0S5、N溝道MOS管NM0S9，所述MOS管PM0S5源極與所述MOS管PM0S4漏極連接、漏極與所述MOS管NM0S9源極連接、柵極與所述MOS管NM0S9刪節連接后接入所述節點； 所述第二反相器包括P溝道MOS管PM0S6、N溝道MOS管NM0S10，所述MOS管PM0S6源極與所述MOS管P M0S5源極連接、柵極與所述MOS管NM0S10柵極連接后與所述MOS管PM0S5漏極連接、漏極與所述MOS管NM0S10源極連接的節點為所述電流比較器輸出端。
6.根據權利要求1所述的降壓轉換器，其特征在于，所述PFM控制模塊包括與門、第一非門、第二非門、或門、或非門及RS觸發器，其中， 所述與門兩輸入端分別與所述電壓比較器的輸出端及過零比較器的輸出端連接、輸出端與所述RS觸發器的R端連接，所述或門一輸入端經所述第一非門與所述電壓比較器的輸出端連接另一輸入端與所述電流比較器輸出端連接、輸出端與所述RS觸發器的S端連接，所述第一非門的輸入端與電壓比較器的輸出端連接、輸出端與或門一輸入端連接； 所述RS觸發器的Q端輸出通斷控制信號經驅動單元驅動以控制所述開關管Ql通斷； 所述RS觸發器的Q端經所述第二非門與所述或非門一輸入端連接，所述或非門另一輸入端與所述過零比較器的輸出端連接、輸出端輸出通斷控制信號經驅動單元驅動以控制所述開關管Q2通斷。
7.根據權利要求1所述的降壓轉換器，其特征在于，還包括電流檢測電路，所述電流比較器正相輸入端經所述電流檢測電路與所述開關管Ql的輸入端連接。
8.根據權利要求7所述的降壓轉換器，其特征在于，所述電流檢測電路包括P溝道MOS管PM0S7、MOS管PM0S8及放大器，其中， 所述開關管Ql為P溝道功率MOS管，所述開關管Q2為N溝道整流MOS管，所述MOS管PM0S7與所述功率MOS管共源共柵連接，所述MOS管PM0S7漏極接入所述放大器一輸入端連接，所述放大器另一輸入端與所述MOS管PM0S8源極及所述功率MOS管漏極連接、輸出端與所述MOS管PM0S8柵極連接，所述MOS管PM0S8漏極輸出檢測電流。
9.根據權利要求1所述的降壓轉換器，其特征在于，還包括帶隙基準，所述電壓比較器為遲滯比較器，所述帶隙基準與所述遲滯比較器正相輸入端連接。
10.根據權利要求1或9所述的降壓轉換器，其特征在于，還包括分壓電阻R5和分壓電阻R6，所述遲滯比較器正相輸入端經所述分壓電阻R5連接在所述電感L與所述電容C間的節點、經所述分壓電阻R6接地。
全文摘要
一種降壓轉換器，包括變換電路、過零比較器、電流比較器、電壓比較器及PFM控制電路，所述變換電路包括輸入端與電源連接的開關管Q1、輸出端與所述開關管Q1輸出端連接且輸入端接地的開關管Q2、一端與所述開關管Q1輸出端連接的電感L、一端與所述電感L連接另一端接地的電容C及并聯在所述電容C兩端的電阻R1；所述電壓比較器、過零比較器、電流比較器將比較結果輸入所述PFM控制電路控制；PFM控制電路根據所述電壓比較器、電流比較器以及過零比較器的比較結果輸出控制開關管Q1和開關管Q2通斷的控制信號。上述降壓轉換器通過采用內部產生的數字信號作為控制信號，PFM控制電路中采用動態部分關斷策略，有效的減少系統損耗。
文檔編號H02M3/156GK103248221SQ201210027568
公開日2013年8月14日 申請日期2012年2月8日 優先權日2012年2月8日
發明者姚愛萍, 張金勇, 王磊 申請人:中國科學院深圳先進技術研究院