電力變換裝置、電動機驅動設備、制冷空調設備的制作方法

專利名稱：電力變換裝置、電動機驅動設備、制冷空調設備的制作方法
技術領域：
本發(fā)明涉及將三相交流電力變換為直流電力的電力變換裝置、和采用電力變換裝置的電動機驅動設備以及制冷空調設備。
背景技術：
三相交流電動機驅動用逆變器裝置正在產業(yè)領域所采用的電動機驅動設備、制冷空調設備中普及。在這樣的逆變器裝置中，在接受三相交流電力而執(zhí)行動作的情況下，需要用于從三相交流電力變換為直流電力的整流電路。在該整流電路采用了三相二極管整流器的情況下，會產生許多電源高次諧波電流，有可能對電源供給側的電力系統(tǒng)產生壞影響。因此，近年來，以IEC(國際電氣標準會議)的高次諧波規(guī)則(IEC61000-3-2(相電流< 16A)和IEC61000-3-12(16A <相電流< 75A))為代表，歐洲、中國、日本等也制定了高次諧波規(guī)貝U。今后，預計在上述這樣的逆變器裝置中電源高次諧波電流對策變得必需。另一方面，通過采用由6個半導體功率元件構成的三相PWM轉換器作為整流電路，能夠實現輸入電流的高次諧波降低和輸出直流電壓的穩(wěn)定化控制。但是，由于需要許多半導體功率元件和復雜的控制單元，因此裝置的成本大幅增加。尤其，在空調機、通用逆變器、電動車用充電裝置等民生用以及產業(yè)用裝置中，由于重視產品成本，因此期待廉價的高次諧波對策。現有技術中提出了如下方法:作為三相轉換器裝置的廉價的高次諧波對策，如專利文獻I和專利文獻2所記載的那樣，在三相二極管整流器的輸入側設置交流電抗器和三個雙向通電開關，在各相電源電壓的零交叉點以后的規(guī)定的定時，使雙向通電開關接通一次或者多次，來改善輸入電流。

現有技術文獻專利文獻專利文獻I:日本特開2004-166359號公報專利文獻2:日本專利第3422218號公報發(fā)明概要發(fā)明要解決的課題但是，在上述記載的技術中，為了取消上述的高次諧波規(guī)則，需要大的交流電抗器，無法避免裝置的大型化、成本增加。尤其，因交流電抗器的電阻而產生的熱損失與輸入電流的平方成比例地增加，因此在高負荷運轉時，擔心電抗器的發(fā)熱、裝置的效率降低、直流電壓的降低等。另外，由于需要規(guī)定的通電模式，因此無法實現負載、電源電壓變動時的應對策略。

發(fā)明內容
本發(fā)明的第I技術方案的電力變換裝置，具備:三相交流電抗器，其與三相交流電源連接；三相二極管橋；多個平滑電容器，其被設置在三相二極管橋的直流輸出側和直流負載之間，且相互串聯連接；雙向通電開關，其與三相交流電源的各相對應地被設置于三相二極管橋的交流輸入側和多個平滑電容器的中點之間；電壓相位檢測單元，其對三相交流電源的電壓相位進行檢測；電流檢測單元，其對三相交流電源的電流進行檢測；和控制器，其對雙向通電開關進行控制。在該電力變換裝置中，控制器按照使與三相交流電源的成為中間電位的相所對應的雙向通電開關在規(guī)定的期間執(zhí)行切換動作的方式，對雙向通電開關進行控制。根據本發(fā)明的第2技術方案，優(yōu)選在第I技術方案的電力變換裝置中，控制器使與三相交流電源的成為中間電位的相所對應的雙向通電開關按照相應的中間電位的電壓成為O的前后期間為導通期間的方式執(zhí)行切換動作。根據本發(fā)明的第3技術方案，在第I或者第2技術方案的電力變換裝置中，控制器也可以使與三相交流電源的成為中間電位的相所對應的雙向通電開關在相應的中間電位的期間或者在該中間電位的期間以上的期間進行切換動作。根據本發(fā)明的第4技術方案，優(yōu)選在第3技術方案的電力變換裝置中，控制器使與三相交流電源的成為中間電位的相所對應的雙向通電開關在電氣角60度以上的期間執(zhí)行切換動作。根據本發(fā)明的第5技術方案，第I乃至第4技術方案的任一電力變換裝置中，控制器能夠使與三相交流電源的成為中間電位的相所對應的雙向通電開關在規(guī)定的期間按照三相交流電源的電流成為規(guī)定的電流值的方式執(zhí)行切換動作。根據本發(fā)明的第6技術方案，優(yōu)選在第5技術方案的電力變換裝置中，控制器使與三相交流電源的成為中間電位的相所對應的雙向通電開關在規(guī)定的期間按照三相交流電源的電流成為波形與三相交流電源的電壓相位相似的電流值的方式進行切換動作。根據本發(fā)明的第7技術方案，第I乃至第6技術方案中的任一電力變換裝置也可以進一步具備對多個平滑電容器的各充電電壓進行檢測的充電電壓檢測單元。在該電力變換裝置中，控制器優(yōu)選按照多個平滑電容器的各充電電壓平衡的方式，對雙向通電開關執(zhí)行切換動作的期間的相位進行補正。根據本發(fā)明的第8技術方案，在第7技術方案的電力變換裝置中，多個平滑電容器能夠包括:與正側連接的第I平滑電容器以及與負側連接的第2平滑電容器。在該電力變換裝置中，控制器按照在第I平滑電容器的充電電壓比第2平滑電容器的充電電壓低的情況下，使雙向通電開關執(zhí)行切換動作的期間的相位延遲，在第I平滑電容器的充電電壓比第2平滑電容器的充電電壓高的情況下，使雙向通電開關執(zhí)行切換動作的期間的相位提前的方式，對雙向通電開關進行控制。根據本發(fā)明的第9技術方案，在第I乃至第8技術方案中的任一電力變換裝置中，電流檢測單元能夠根據在雙向通電開關與多個平滑電容器的中點之間流動的電流，對三相交流電源的電流進行檢測。根據本發(fā)明的第10技術方案，優(yōu)選在第9技術方案中的電力變換裝置中，控制器對雙向通電開關的切換動作設置停止期間。根據本發(fā)明的第11技術方案，優(yōu)選在第10技術方案的電力變換裝置中，控制器在三相交流電源的各相電壓交會的相位附近的前后至少一個期間內設置停止期間。本發(fā)明的第12技術方案的電動機驅動設備具有:將從三相交流電源供給的三相交流電力變換成直流電力的轉換器電路；和將從轉換器電路輸出的直流電力變換成交流電力，并采用該交流電力對電動機進行驅動的逆變器。在該電動機驅動設備中，轉換器電路具備:與三相交流電源連接的三相交流電抗器；三相二極管橋；設置在三相二極管橋的直流輸出側與直流負載之間，且相互串聯連接的多個平滑電容器；與三相交流電源的各相對應地設置在三相二極管橋的交流輸入側和多個平滑電容器的中點之間的雙向通電開關；對三相交流電源的電壓相位進行檢測的電壓相位檢測單元；對三相交流電源的電流進行檢測的電流檢測單元；以及對雙向通電開關進行控制的控制器，控制器，按照使與三相交流電源的成為中間電位的相所對應的雙向通電開關在規(guī)定的期間執(zhí)行切換動作的方式，對雙向通電開關進行控制。根據本發(fā)明的第13技術方案，優(yōu)選在第12技術方案的電動機驅動設備中，控制器使與三相交流電源的成為中間電位的相所對應的雙向通電開關在相應的中間電位的期間或者在此基礎上的其他期間執(zhí)行切換動作。本發(fā)明的第14技術方案的制冷空調設備，具備:技術方案12或13所述的電動機驅動設備；和內置電動機，并根據電動機的驅動對內部的致冷劑進行壓縮的壓縮機。發(fā)明效果根據本發(fā)明，能夠低成本實現將與高次諧波規(guī)則對應的三相交流電力變化為直流電力的電力變換裝置、和采用該電力變換裝置的電動機驅動設備、制冷空調設備。


圖1是第一實施例的三相轉換器裝置的概略構成圖。圖2是第一實施例中的雙向通電開關6的構成圖。圖3是第一實施例的三相轉換器裝置的控制模塊圖。圖4是第一實施例的電源電壓相位運算器11的內部構成圖。圖5是第一實施例的電源電壓相位運算器11的處理的動作說明圖。圖6是第一實施例的電流誤差運算器13和PWM控制信號發(fā)生器14的具體構成例。圖7是第一實施例的動作說明圖。圖8是第一實施例的電源電壓、電源電流以及PWM信號的各波形的模擬結果。圖9是第一實施例中的高次諧波電流的模擬結果。圖10是第二實施例的三相轉換器裝置的控制模塊圖。圖11是第二實施例的模擬結果(無控制)。圖12是第二實施例的模擬結果(有控制)。圖13是第三實施例的概略構成圖。圖14是第三實施例的三相轉換器側的控制模塊圖。圖15是第三實施例的模擬結果(整體波形)。圖16是第四實施例的動作說明圖。圖17是第四實施例的模擬結果。圖18是混合集成電路的外觀圖。圖19是電動機驅動用模塊的外觀圖。圖20是制冷空調設備的構成圖。
具體實施例方式<第一實施例>采用圖1至圖9說明第一實施例。圖1表示本發(fā)明的第一實施例的三相轉換器裝置的概略構成。本三相轉換器裝置是將從三相交流電源I供給的三相交流電力變換為直流電力以提供給負載5的電力變換裝置，采用雙向通電開關的切換動作進行抑制電源電流的高次諧波成分的控制。本三相轉換器裝置由如下部件構成:與三相交流電源I連接的三相交流電抗器2 ；經由三相交流電抗器2與三相交流電源I連接的三相二極管橋3 ;與三相二極管橋3的直流側連接、且相互串聯連接的多個(圖1中兩個)平滑電容器4 ;在與三相二極管橋3的交流側輸入端子串聯連接并與多個平滑電容器4的中點之間設置的雙向通電開關6 ;對三相交流電源I的電壓相位進行檢測的電壓相位檢測單元7 ;對三相交流電源I的電流進行檢測的電流檢測單元9 ;對流入負載5的直流電流IDC進行檢測的直流電流檢測單元8 ;對各平滑電容器4的充電電壓Vcl、Vc2以及該充電電壓Vcl、Vc2的總計直流電壓VDC進行檢測的充電電壓檢測單元41 ;和對雙向通電開關6進行控制的控制電路IOA0圖2是雙向通電開關6的構成圖。在本實施例中，由分別具有單相二極管橋和IGBT的三個雙向通電開關6R、6S以及6T構成雙向通電開關6。另外,雙向通電開關6不限于圖2的構成。如果是根據來自控制電路IOA的切換信號而執(zhí)行動作的雙向通電開關，則是其他構成以及半導體元件也沒有問題。圖3表示在控制電路IOA內進 行的本實施例的三相轉換器裝置的控制模塊圖。圖3所示的控制模塊通過采用了微型計算機的數字運算處理而實現。另外，采用微型計算機以外的運算裝置、例如DSP等半導體運算元件也可以實現圖3的控制模塊。電源電壓相位運算器11，采用表示由圖1的電壓相位檢測單元7而得到的三相交流電源I的各相電壓相位的電壓信號Vrn,Vsn,Vtn計算電壓相位信號Θ s。后面將米用圖
4、圖5對其具體的計算方法進行說明。電流指令值制作單元12采用由電源電壓相位運算器11計算出的電壓相位信號Θ s和來自負載狀態(tài)運算單元15A的負載信息信號Im*計算三相交流電流指令Ir*、Is*、It*。具體而言,通過由以下的式(I)示出的運算來計算三相交流電流指令Ir*、Is*、It*。Ir* = Im*sin( Θ s)Is* = Im*sin ( Θ s+2 π /3)…式(I)It* = Im*sin( Θ s_2 π /3)電流誤差運算器13，計算與由電流指令值制作單元12計算出的三相交流電流指令Ir*、Is*、It*對應的來自電源電流運算器16A的電流值Ir、Is、It的誤差Air、Λ Is、Δ It。PWM控制信號發(fā)生器14，采用由電流誤差運算器13計算出的電流誤差Λ Ir、Λ Is、Λ It和來自電源電壓相位運算器11的電壓相位信號Θ s，輸出PWM信號Gr、Gs、Gt。電流誤差運算器13和PWM控制信號發(fā)生器14的動作采用圖6進行后述。負載狀態(tài)運算單元15A采用來自電源電流運算器16A的電流值Ir、Is、It計算負載信息信號Im*。在本實施例中，采用電流值Ir、Is、It計算輸入電流值的最大值，并將其作為負載信息信號Im*。另外，也可以采用輸入電流的最大值以外的值、例如與負載狀態(tài)成比例地發(fā)生變化的值，創(chuàng)建負載信息信號Im*。電源電流運算器16A，基于從圖1的電流檢測單元9得到的電源電流值Irs、Its,計算三相交流電流值Ir、Is、It。具體而言,根據三相交流電流的和成為Θ來計算三相交流電流值Ir、Is、It。圖4示出電源電壓相位運算器11的內部構成，圖5示出由電源電壓相位運算器11進行的處理的動作說明圖。圖4所示的電源電壓相位運算器11由比較電路19和電壓相位運算單元20構成，其中比較電路19對相鄰的相之間的、從圖1的電壓相位檢測單元7輸入的電壓信號Vrn、VsruVtn進行比較以置換成脈沖信號，電壓相位運算單元20對由比較電路19得到的脈沖信號發(fā)生變化的定時(以下稱作信號沿(edge))進行檢測來計算電壓相位信號Θ s。本實施例中，比較電路19由模擬電路構成，電壓相位運算單元20由微型計算機的運算處理實現。另外，近年來的微型計算機中的運算放大器、比較器等的模擬電路也是在微型計算機內實現的。因此，也可以通過一臺微型計算機的處理來實現圖4所示的電源電壓相位運算器11的所有構成。電壓相位運算單元20由信號沿檢測電路20A、相位誤差運算器20B、基本電源頻率發(fā)生器20C、PI控制器20D、以及相位運算器20E構成。信號沿檢測電路20A是由微型計算機實現的功能，對來自比較電路19的脈沖信號的信號沿進行檢測以按每個信號沿對相位誤差運算器20B要求中斷(割込A )處理。相位誤差運算器20B根據來自信號沿檢測電路20A的中斷處理要求來開始運算處理。具體而言，按脈沖信號的每個信號沿來比較當前的電壓相位信號Θs和中斷時的相位值(根據各相的脈沖信號的組合來預先設定的相位值)，根據其差計算相位誤差Λ Θ 8。該處理按各相脈沖信號的每個信號沿而被實施。即，按電源周期的電氣角的每60度來進行相位誤差運算器20Β的運算。基本電源頻率發(fā)生器20C輸出與規(guī)定的電源頻率相應的信號fsO。具體而言，如果是日本國內，則電源頻率為50Hz或者60Hz。該電源頻率可以是預先設定的。另外，通過采用微型計算機所具有的計時功能來計測脈沖信號的信號沿間隔，從而還能夠自動地判別并設定電源頻率。PI控制器20D按照相位誤差運算器20B所計算出的相位誤差Λ Θ s成為O的方式計算頻率補正值Afs。PI控制器20D按電氣角的每60度來執(zhí)行該運算處理。在此，在本實施例中，雖然PI控制器20D按電氣角的每60度執(zhí)行運算，但為了防止因噪聲等而產生的變動，也可以改變PI控制器20D的運算周期。例如，也可以按照按電氣角的每360度執(zhí)行運算的方式來構成PI控制器20D。具體而言，也可以對電氣角每60度的相位誤差Λ 0s按電氣角360度來進行平均化，采用其平均值來計算頻率補正值Afs。如果按照這樣進行計算，則能夠抑制因噪聲等帶來的變動。相位運算器20E對來自基本電源頻率發(fā)生器20C的信號f sO和來自PI控制器20D的頻率補正值Afs的和fs進行積分處理，從而計算電壓相位信號Θ s。以上所說明的電壓相位運算單元20的各構成所進行的處理采用PLL處理。采用圖5對其動作進行說明。
圖5中從上面開始依次示出來自圖1的三相交流電源I的電源電壓波形(相電壓)、從比較電路19輸出的電壓相位脈沖信號、以及從相位運算器20E輸出的電壓相位信號9S。另外，電壓相位脈沖信號是如前述那樣對電壓信號Vrn、VsruVtn相互進行比較以置換成脈沖信號的信號。若將其產生變化的定時(信號沿)與上面的電源電壓的相電壓波形的正負切換的定時進行比較，可知各相的相位逐一偏離電氣角30度。在此，例如，在圖4的信號沿檢測電路20A從電壓相位脈沖信號中檢測出A點的信號沿的情況下，通過相位誤差運算器20B執(zhí)行信號沿中斷處理。這時，在相位誤差運算器20B中，對當前的電壓相位信號Θ s和中斷時的相位(這種情況下電氣角90度)進行比較來計算相位誤差Λ Θ s?；谠撓辔徽`差Λ Θ s，通過PI控制器20D運算頻率補正值Afs，通過相位運算器20E計算補正后的電壓相位信號Θ s。通過針對信號沿B點、信號沿C點…反復實施以上所說明的動作，從而能夠使電壓相位信號Θs與電源電壓的相位同步。圖6表示圖3的電流誤差運算器13和PWM控制信號發(fā)生器14的具體構成例。在圖6的例子中，由與各相對應的三個電流誤差運算器13R、13S以及13T構成電流誤差運算器13。電流誤差運算器13R、13S、13T分別對各相的電流誤差Air、Λ Is、Alt進行運算。PWM控制信號發(fā)生器14由PWM信號發(fā)生單元14R、14S以及14T ;和切換電路14SW1U4SW2以及14SW3構成。PWM信號發(fā)生單元14R、14S、14T分別由比較器14R1、14S1、14T1 ;取樣保持電路14R2、14S2、14T2 ;延遲元件14R3、14S3、14T3構成。PWM信號發(fā)生單元14R、14S、14T，各自按照從電流誤差運算器13R、13S、13T輸出的各相電流誤差Air、Λ Is、Δ It分別為O的方式，按每個規(guī)定的周期重復切換動作。另外，本實施例中，雖然采用上述的方法使PWM信號產生，但也可以采用其他的方法使PWM信號產生。例如，還可以采用PI控制器和三角波比較方式來產生PWM信號。只是，這種情況下，若在不進行切換動作的期間也進行積分運算，則無法產生正確值的PWM信號，其結果，由于會變得無法進行正?？刂?，因此必須設計PI控制器只在切換動作期間執(zhí)行積分運算。從而，在PWM控制信號發(fā)生器14中能夠應用PI控制器和三角波比較方式。PWM控制信號發(fā)生器14內的切換電路14SW1、14SW2、14SW3基于電壓相位信號0S或者之后說明的實施例2中所述的補正電壓相位信號Θ ss，按電氣角的每60度對輸出PWM信號的相進行切換。采用圖7對以上說明的本實施例的三相轉換器裝置的具體動作進行說明。圖7從上開始依次示出來自圖1的三相交流電源I的電源電壓波形(相電壓)、從圖4的相位運算器20E輸出的電壓相位信號Θ s、以及從PWM控制信號發(fā)生器14輸出的PWM信號Gr、Gs、Gt0本實施例的轉換器裝置，其目的在于，通過使圖2的雙向通電開關6R、6S以及6T在對應的各相電源電壓成為中間電位的期間分別進行切換動作，從而降低電源電流的高次諧波成分。為了實現該目的，如圖7所示，基于電源相位信號Θ s，通過圖6的切換電路14SW1U4SW2以及14SW3對從PWM控制信號發(fā)生器14輸出P WM信號的相進行變更。具體而言，按照在電源相位信號Θ s為電氣角O度 30度、150度 210度以及330度 360度的期間，使切換電路14SW1導通來輸出R相的PWM信號Gr，在電氣角30度 90度以及210度 270度的期間，使切換電路14SW3導通來輸出T相的PWM信號Gt，在電氣角90度 150度以及270度 330度的期間，使切換電路14SW2導通來輸出S相的PWM信號Gs的方式，來控制PWM控制信號發(fā)生器14。按照這樣通過根據電源相位信號Θ s來切換從PWM控制信號發(fā)生器14輸出的PWM信號的相，從而能夠在各相的電源電壓成為中間電位的期間使雙向通電開關6R、6S以及6T中相應的雙向通電開關執(zhí)行切換動作。由此，能夠降低或者抑制電源電流的高次諧波成分。另外，圖7中用陰影示出與切換動作期間對應的PWM信號的輸出期間，但在實際的切換波形中，按照中間電位的相的電源電壓為O電壓的前后處于PWM信號導通的期間的方式進行控制。采用圖8對此時的具體的PWM波形進行描述。分別由圖8表示電源電壓、電源電流以及PWM信號的各波形的模擬結果的一例，圖9表示高次諧波電流的模擬結果的一例。圖8從上依次示出來自圖1的三相交流電源I的電源電壓波形(相電壓)、電源電流波形(相電流以及電流指令值)、R相PWM信號Gr、S相PWM信號Gs、T相PWM信號Gt。圖9是圖8所示的各相電源電流波形中R相的電源電流波形(電源電流運算器16A附近)的FFT分析結果，對照IEC規(guī)則值(61000-3-2)而示出該結果。如圖8、圖9所示，針對電源電壓的各相按照與中間電位的期間對應的PWM信號分別導通的方式，輸出各相的PWM信號以使相應的雙向通電開關執(zhí)行切換動作，從而能夠抑制電源電流的高次諧波成分。另外，由圖8可知，在PWM控制信號發(fā)生器14中，按照電源電流波形成為與電源電壓波形相似的波形的電流值的方式，輸出各相PWM信號以使相應的雙向通電開關執(zhí)行切換動作。另外，中間電位的相的電源電壓為O電壓的前后成為PWM信號導通的期間。按照這樣能夠取得使O電平附近的電源電流波形平滑的效果。另外，PWM信號成為導通期間的相位根據負載的不同會在一定范圍內前后有所不同。<第二實施例>采用圖1以及圖10至圖12對本發(fā)明的第二實施例進行說明。在本實施例中，針對抑制串聯連接的平滑電容器4的充電電壓Vcl、Vc2的不平衡的方法進行說明。本實施例的三相轉換器裝置的電路構成與第一實施例中說明的圖1的構成相同，因此省略重復的說明。圖10表示本實施例的三相轉換器裝置的控制電路IOA內的控制模塊圖。在此，與圖3所示的第一實施例的控制模塊圖的不同之處在于:代替負載狀態(tài)運算單元15A而具有負載狀態(tài)運算單元15B ;以及具有平滑電容器電壓差檢測單元17和電壓相位補正單元18。在此，本實施例的控制電路10A，除了第一實施例中說明的控制處理之外，還采用平滑電容器電壓差檢測單元17和電壓相位補正單元18，進行用于對串聯連接的平滑電容器4的充電電壓Vcl、Vc2的不平衡進行抑制的控制處理。負載狀態(tài)運算單元15B對與前述的負載狀態(tài)運算單元15A相同的負載信息信號Im*進行計算，但作為用于計算該信號的信息，采用的是來自圖1的直流電流檢測單元8的直流電流值IDC和來自充電電壓檢測單元41的直流電壓VDC。具體而言，根據直流電流值IDC和直流電壓VDC計算負載5消耗的電力，根據該電力值計算電源電流的峰值。平滑電容器電壓差檢測單元17采用來自充電電壓檢測單元41的充電電壓Vcl、Vc2,計算這些充電電壓之間的差作為平滑電容器電壓差Λ Vc。
電壓相位補正單元18，按照由平滑電容器電壓差檢測單元17所計算出的平滑電容器電壓差AVc成為O的方式采用積分補償器計算電壓相位補正值△ Θ S，將電壓相位補正值Δ Θ s與電壓相位信號Θ s之和作為補正電壓相位信號Qss輸出。另外，電流指令值制作單元12和PWM控制信號發(fā)生器14，采用來自電壓相位補正單元18的補正電壓相位信號Θ ss分別進行電流指令值的制作以及PWM信號的切換。圖11、圖12表示本實施例的電源電壓、電源電流、PWM信號、直流電壓、電容器電壓以及相位補正值的各波形的模擬結果的一例。分別由圖11示出未進行上述這樣的抑制控制的情況下的一例，圖12示出進行了抑制控制的情況下的一例。圖11以及12從上依次示出來自圖1的三相交流電源I的電源電壓波形(相電壓)、電源電流波形、PWM信號(3相量)、直流電壓VDC和平滑電容器充電電壓Vcl、Vc2、電壓相位補正值△ 0S。另外，為了更容易理解本實施例的抑制控制的效果，圖11以及12中示出了將平滑電容器4的電容設為實施例1的一半時的結果。比較圖11和圖12可知，圖11中由于未進行抑制控制，因此平滑電容器充電電壓Vcl、Vc2之間產生了差值。另一方面，圖12中，通過根據平滑電容器充電電壓Vcl、Vc2的差來使電壓相位補正值Λ Θ s改變，從而平滑電容器充電電壓Vcl、Vc2的差變小，能夠抑制兩者之間的不平衡。在輸出圖12的波形時，本實施例的三相轉換器裝置進行前述那樣的動作。具體而言，當平滑電容器充電電壓Vcl比平滑電容器充電電壓Vc2小時，PWM控制信號發(fā)生器14根據補正電壓相位信號Θ ss輸出各相的PWM信號,使相應的雙向通電開關的切換期間的相位延遲。相反，當平滑電容器充 電電壓Vc2比平滑電容器充電電壓Vcl小時，PWM控制信號發(fā)生器14根據補正電壓相位信號Θ ss輸出各相的PWM信號,使相應的雙向通電開關的切換期間的相位提前。換言之，在串聯連接的平滑電容器的上側(正側)的充電電壓(平滑電容器充電電壓Vcl)變低的情況下，按照多施加正的電源電壓的方式使切換期間的相位延遲。相反，在串聯連接的平滑電容器的下側(負側)的充電電壓(平滑電容器充電電壓Vc2)變低的情況下，按照多施加負的電源電壓的方式使切換期間的相位提前。如以上所述，根據本實施例，通過采用平滑電容器4的充電電壓差來對切換期間的相位進行補正，從而能夠抑制平滑電容器4的充電電壓的不平衡。其結果，能夠實現串聯連接的平滑電容器4的電容降低，實現低成本化?！吹谌龑嵤├挡捎脠D13至圖15對本發(fā)明的第三實施例進行說明。圖13中，與圖1所示的上述第一以及第二實施例的構成圖中符號相同的構成要素執(zhí)行相同的動作，省略重復的說明。另外，在圖14中，與圖3所示的第一實施例的控制模塊圖以及與圖10所示的第二實施例的控制模塊圖符號相同的控制模塊進行相同的控制處理，省略重復說明。圖13表示本發(fā)明的第三實施例的三相轉換器裝置的概略構成。本實施例中，相對于第一以及第二實施例，不同點在于，作為三相轉換器裝置的負載，代替負載5而連接對電動機51進行驅動的逆變器裝置50 ;以及代替控制電路IOA而具有控制電路10B。逆變器裝置50，是將從三相轉換器裝置輸出的直流電力變換成規(guī)定的交流電力，采用該交流電力對電動機51進行正弦波驅動的逆變器裝置。在控制電路IOB中嵌入用于電動機51的正弦波驅動的逆變器控制的處理。另外，關于本逆變器控制的具體內容，由于與本發(fā)明無直接關系，因此不進行說明以及圖示。另外，在第一、第二實施例中，雖然采用電流檢測單元9根據流入三相二極管橋3的輸入端子的電流來檢測電源電流，但本實施例中，采用電流檢測單元90對在雙向通電開關6與多個平滑電容器4的中點之間流動的電流(中點電流)進行檢測。由電流檢測單元90檢測的中點電流，是通過使雙向通電開關6執(zhí)行切換動作而流動的電流。即，由于能夠采用電流檢測單元90檢測切換時的電流，因此可采用該電流運算PWM信號。圖14表示本實施例的三相轉換器裝置的控制模塊圖。圖14中，與圖10所示的第二實施例的控制模塊圖的不同之處在于電源電流運算器16B的部分。在第一、第二實施例中，由于通過電流檢測單元9對電源電流進行直接檢測，因此能得到正弦波狀的電流檢測值，但在本實施例中，根據切換動作只能檢測按電氣角的每60度流動的各相的電流波形。但是，由于實際上執(zhí)行切換動作的僅僅是各相中電氣角每60度的期間，因此只要是僅上述期間的電源電流信息，就可進行各相的控制。因而，在電源電流運算器16B中，采用補正電壓相位Θ ss將由電流檢測單元90檢測出的電流值Ic分解為各相電流值Ir'、Is'、It'并輸出。圖15示出本實施例的電源電壓、電源電流、中間電流以及PWM信號的各波形的模擬結果的一例。圖15中從上依次示出來自圖13的三相交流電源I的電源電壓波形(相電壓)、電源電流波形(含電流指令值)、由電流檢測單元90檢測出的電流值Ic (含電流指令值)、以及PWM信號(三相量)。由圖15所示的模擬結果可知，由根據中點電流值而被輸出的各相的電流指定值生成各相的PWM信號，與第一、第二實施例同樣地，可進行三相轉換器裝置的控制。另外，在本實施例的控制方式的情況下，因交流電抗器的電感值的影響，在電源電流值大的區(qū)域存在電流相位延遲的傾向，因此需要在三相交流電源I的各相電壓交會的相位附近的前后至少一個期間內設置停止切換動作的期間。從而，在本實施例的情況下，在各相電源電壓成為中間電位的整個期間內不進行切換動作，且需要在該期間內設置若干個切換動作停止期間。另一方面，在第一實施例以及第二實施例中，由于通過電流檢測單元9對電源電流進行直接檢測，因此若基于該電流值進行電流控制，則會自動產生切換動作停止期間，故而不需要特別考慮第三實施例這樣的切換動作停止期間。如以上所說明，若采用本實施例的三相轉換器裝置，則能減少電流傳感器的數量，進一步實現低成本化?！吹谒膶嵤├翟谥链怂f明的第一至第三實施例中，關于直流電壓的升壓動作進行了陳述，但通過將雙向通電開關6的切換期間設為電氣角60度以上，從而還能夠執(zhí)行直流電壓的升壓動作。在第四實施例中，針對該直流電壓的升壓動作進行說明。另外，本實施例的三相轉換器裝置的電路構成、控制模塊與上述的各實施例相同，因此以下僅示出切換動作的說明和模擬結果。圖16示出與圖7相同的切換動作說明圖。在圖16中與圖7的不同點在于，PWM信號Gr、Gs、Gt的切換動作期間變得比電氣角60度大。換言之，存在在雙向通電開關6中不同的相同時執(zhí)行切換動作的期間。在此，作為一例，假設將雙向通電開關6的切換期間設為電氣角70度 80度的情況。如此，雙向通電開關6中通過使與互不相同的相對應的多個開關同時執(zhí)行切換動作，從而三相交流電源I經由三相交流電抗器2而變得短路，被執(zhí)行升壓斬波器動作。從而執(zhí)行向直流側的電力供給，可執(zhí)行直流電壓的升壓動作(控制)。在此，雙向通電開關6的切換動作期間越長，越能夠降低電流波形的高次諧波成分，還可增加直流電壓的升壓幅度，但隨之切換損失也增加。因此，雙向通電開關6的切換動作期間需要根據應用本實施例的三相轉換器裝置的系統(tǒng)(產品等)而適當地進行選定。另外，根據負載的狀況，還可將切換動作期間設為可變。圖17示出本實施例的電源電壓、電源電流、PWM信號、直流電壓以及電容器電壓的各波形的模擬結果的一例。圖17中，示出在以與前述的第二實施例所示的圖12的模擬結果相同的負載條件(負載消耗電流相等)，將直流電壓控制為300V(圖12中265V)的情況下的模擬結果。在此，各相的切換動作期間是電氣角90度，在各相電源電壓與其他相的電源電壓重疊的定時開始各相的切換動作。按照這樣，優(yōu)選開始切換動作的相位為各相電源電壓相互重疊的定時的前后。本結果與圖12同樣地，通過將中間電位的相的電源電壓為O電壓的前后設為PWM信號導通的期間，從而能夠使電源電流波形成為更平滑的正弦波狀波形。〈利用形態(tài)例〉圖18示出上述第一至第四實施例中說明的本發(fā)明的利用形態(tài)例，是對本發(fā)明的轉換器裝置的驅動控制部分進行混合集成電路化后的混合集成電路的外觀圖。另外，圖19是將本發(fā)明的轉換器裝置應用于電動機驅動用模塊的情況下的模塊外觀圖的一例。圖19所示的模塊，是在控制部基板201上搭載了半導體功率元件202的電動機驅動用模塊。在控制部基板201上安裝前述的圖1、圖13所記載的各種電壓.電流檢測電路(電壓相位檢測單元7、直流電流檢測單元8、電流檢測單元9或者90等)、控制電路IOA或者IOB等。如以上所述，通過混合集成電路化、模塊化實現轉換器裝置的小型化，實現裝置成本的降低。另外，所謂模塊，是指“規(guī)格化的構成單位”，由可分離的硬件/軟件部件構成。另外，在制造方面優(yōu)選將混合集成電路化、模塊化后的轉換器裝置的各部件配置在同一基板上，但各部件的配置并不限定于在同一基板上。即，轉換器裝置的各部件也可以配置在內置于同一框體的多個電路基板上。根據本利用形式例，由于能夠實現產品整體成本的削減和體積的降低，因此能夠提高使用本發(fā)明的轉換器裝置的模塊的電動機驅動裝置的通用性和便利性。圖20是采用上述電動機驅動用模塊對壓縮機電動機進行驅動的空氣調整機和冷凍機等制冷空調設備的構成圖。在圖20中，冷凍裝置300是對溫度進行調整的裝置，由熱交換器301以及302、風扇303以及304、壓縮機305、配管306以及電動機驅動裝置307構成。另外，壓縮機用電動機308是永磁同步電動機或者三相感應電動機，被配置于壓縮機305的內部。電動機驅動裝置307將從三相交流電源供給的三相交流電力轉換成直流電力，以提供給內部的電動機驅動用逆變器，采用該直流電力對壓縮機用電動機308進行驅動。通過驅動壓縮機用電動機308，從而壓縮機305內的致冷劑被壓縮，實現冷凍循環(huán)的動作。在圖20的制冷空調設備中，通過使用上述第一至第四實施例中說明的轉換器裝置，從而能夠實現電源電流的高次諧波的降低和功率因數的提高，因此能夠取消高次諧波規(guī)則。另外，與二極管整流器相比，由于直流電壓能夠升壓約15%，因此能夠提高高速側的驅動性能，故而能夠實現擴大空氣調整機、冷凍機的輸出范圍的目的。本發(fā)明可應用于將從三相交流電源供給的三相交流電力變換為直流電力的轉換器裝置；和采用該轉換器裝置的設備(例如電動機驅動設備，制冷空調設備等)。以下優(yōu)先權基礎申請的公開內容在此通過援引而加入本發(fā)明中:日本專利申請2010年第202617號(2010年9月10日申請)
權利要求
1.一種電力變換裝置，具備: 三相交流電抗器，其與三相交流電源連接， 三相二極管橋； 多個平滑電容器，其被設置在所述三相二極管橋的直流輸出側和直流負載之間，且相互串聯連接； 雙向通電開關，其與所述三相交流電源的各相對應地被設置于所述三相二極管橋的交流輸入側和所述多個平滑電容器的中點之間； 電壓相位檢測單元，其對所述三相交流電源的電壓相位進行檢測； 電流檢測單元，其對所述三相交流電源的電流進行檢測；和 控制器，其對所述雙向通電開關進行控制， 所述控制器，按照使與所述三相交流電源的成為中間電位的相所對應的所述雙向通電開關在規(guī)定的期間執(zhí)行切換動作的方式，對所述雙向通電開關進行控制。
2.根據權利要求1所述的電力變換裝置，其特征在于， 所述控制器，使與所述三相交流電源的成為中間電位的相所對應的所述雙向通電開關按照相應的中間電位的電壓成為O的前后期間為導通期間的方式執(zhí)行切換動作。
3.根據權利要求1或2所述的電力變換裝置，其特征在于， 所述控制器，使與所述 三相交流電源的成為中間電位的相所對應的所述雙向通電開關在相應的中間電位的期間或者所述中間電位的期間以上的期間執(zhí)行切換動作。
4.根據權利要求3所述的電力變換裝置，其特征在于， 所述控制器，使與所述三相交流電源的成為中間電位的相所對應的所述雙向通電開關在電氣角60度以上的期間執(zhí)行切換動作。
5.根據權利要求1至4中任一項所述的電力變換裝置，其特征在于， 所述控制器，使與所述三相交流電源的成為中間電位的相所對應的所述雙向通電開關在所述規(guī)定的期間按照所述三相交流電源的電流成為規(guī)定的電流值的方式執(zhí)行切換動作。
6.根據權利要求5所述的電力變換裝置，其特征在于， 所述控制器，使與所述三相交流電源的成為中間電位的相所對應的所述雙向通電開關在所述規(guī)定的期間按照所述三相交流電源的電流成為波形與所述三相交流電源的電壓相位相似的電流值的方式執(zhí)行切換動作。
7.根據權利要求1至6中任一項所述的電力變換裝置，其特征在于， 所述電力變換裝置還具備:對所述多個平滑電容器的各充電電壓進行檢測的充電電壓檢測單元， 所述控制器按照所述多個平滑電容器的各充電電壓平衡的方式，對所述雙向通電開關執(zhí)行切換動作的期間的相位進行補正。
8.根據權利要求7所述的電力變換裝置，其特征在于， 所述多個平滑電容器包含與正側連接的第I平滑電容器以及與負側連接的第2平滑電容器， 所述控制器，按照在所述第I平滑電容器的充電電壓比所述第2平滑電容器的充電電壓低的情況下，使所述雙向通電開關執(zhí)行切換動作的期間的相位延遲，在所述第I平滑電容器的充電電壓比所述第2平滑電容器的充電電壓高的情況下，使所述雙向通電開關執(zhí)行切換動作的期間的相位提前的方式，對所述雙向通電開關進行控制。
9.根據權利要求1至8中任一項所述的電力變換裝置，其特征在于， 所述電流檢測單元，根據在所述雙向通電開關與所述多個平滑電容器的中點之間流動的電流對所述三相交流電源的電流進行檢測。
10.根據權利要求9所述的電力變換裝置，其特征在于， 所述控制器，對所述雙向通電開關的切換動作設置停止期間。
11.根據權利要求10所述的電力變換裝置，其特征在于， 所述控制器，在所述三相交流電源的各相電壓交會的相位附近的前后至少一個期間內設置所述停止期間。
12.一種電動機驅動設備，其特征在于，具有將從三相交流電源供給的三相交流電力變換成直流電力的轉換器電路；和將從所述轉換器電路輸出的所述直流電力變換成交流電力，并采用該交流電力對電動機進行驅動的逆變器， 所述轉換器電路具備: 與三相交流電源連接的三相交流電抗器； 三相二極管橋； 設置在所述三相二極管橋的直流輸出側與直流負載之間，且相互串聯連接的多個平滑電容器； 與所述三相交流電源的各相對應地設置在所述三相二極管橋的交流輸入側和所述多個平滑電容器的中點之間的雙向通電開關； 對所述三相交流電源的電壓相位進行檢測的電壓相位檢測單元； 對所述三相交流電源的電流進行檢測的電流檢測單元；以及 對所述雙向通電開關進行控制的控制器， 所述控制器，按照使與所述三相交流電源的成為中間電位的相所對應的所述雙向通電開關在規(guī)定的期間執(zhí)行切換動作的方式，對所述雙向通電開關進行控制。
13.根據權利要求12所述的電動機驅動設備，其特征在于， 所述控制器，使與所述三相交流電源的成為中間電位的相所對應的所述雙向通電開關在相應的中間電位的期間或者在此基礎上的其他期間執(zhí)行切換動作。
14.一種制冷空調設備，其特征在于，具備: 權利要求12或13所述的電動機驅動設備；和 內置所述電動機，并根據所述電動機的驅動對內部的致冷劑進行壓縮的壓縮機。
全文摘要
本發(fā)明提供一種電力變換裝置，具備與三相交流電源連接的三相交流電抗器；三相二極管橋；相互串聯連接的多個平滑電容器；在三相二極管橋的交流輸入側和多個平滑電容器的中點之間設置的雙向通電開關；以及對雙向通電開關進行控制的控制器?？刂破?，使與三相交流電源的成為中間電位的相所對應的雙向通電開關在規(guī)定的期間執(zhí)行切換動作。
文檔編號H02M7/12GK103098362SQ201180040359
公開日2013年5月8日 申請日期2011年8月18日 優(yōu)先權日2010年9月10日
發(fā)明者能登原保夫, 巖瀨裕太, 佐野正浩, 李東升 申請人:株式會社日立產機系統(tǒng)