專利名稱：微功耗永磁無刷直流電機控制器的制作方法
技術領域：
本實用新型涉及一種微功耗永磁無刷直流電機控制器。
背景技術：
圖1電路是永磁無刷直流電機控制器，其核心也是PWM脈寬調制，采用控制芯片 MC33035。主處理芯片根據無刷電機電機霍耳信號對上三路和下三路的MOS管驅動電路給出有選擇性的打開與關閉，完成電機換向。同時，根據轉把霍稱的輸入電壓大小將相應脈沖寬度的載波信號與下三路MOS管導通信號混合，以達到控制電機速度的目的。無刷電機的控制有2個霍爾器件，電機霍爾控制直流電壓的換向，轉把霍爾控制電機速度。輸出脈沖的幅值就是蓄電池單邊下降的端電壓，正常工作時，MOS管IRF3205在一個換向周期內，輸出一串脈沖波，此脈沖波的個數，由工作頻決定。蓄電池端電壓越低，或速度要求越高時，輸出脈沖越寬，占空比越大，這是因為直流電機的轉速是由輸入直流電壓值決定的，電壓越高，速度越大，當蓄電池端電壓下降到一定值時，或速度提高到一定值時，脈沖寬度，或占空比為100%，即輸出的是直流電壓，不再是一串脈沖波。傳統永磁無刷直流電機一般采用Buck電路拓樸，無論是有刷還是無刷直流電機， 調速的方法都是調節輸入直流電壓的幅值，在上述兩種控制器中，速度的控制，即直流電壓幅值的調節，是靠改變調寬脈沖方波的占空比完成的，其工作方法是，首先把輸入的一種直流電壓全部變成高頻率方波，然后用大電容濾波，變成另一種直流電壓，這種方法有以下毛病1)采用脈寬調制的方法，高頻率、大功率方波的產生過程，也就是強烈EMI干擾產生的過程，直流變換器相當于一個高頻功率發射臺，可以想見，所產生的干擾何其嚴重。2)功率變換過程中，輸入功率的全部必須進行實際的功率變換，所有變換的功率必須通過磁芯變壓器或電感傳遞才能到達輸出端，損耗大，效率低。
發明內容為了克服傳統永磁無刷直流電機控制器上述兩大毛病，本實用新型采用變幅器的方法，減小EMI干擾，提高整機效率，大大增加了續航里程。微功耗永磁無刷直流電機控制器首先根據霍爾速度控制轉把的位置產生一個穩定的、幅值可變的直流電壓，然后將此直流電壓直接引入電機。對于有刷直流電機，用一個直流開關即可，對于無刷直流電機，采用三相橋式開關，這里的開關，僅僅只是開關，無任何意義的高頻損耗。因為在一個換向周期內，開關管IRF3205輸出的永遠是直流電壓，而非一串脈沖波。這一產生一個穩定的、幅值可變的直流電壓的電路就是直流變幅器。圖2是直流變幅器原理框圖，當輸入電壓在額定范圍(由霍爾速度控制轉把的位置決定)之內時，不必進行任何功率變換，輸入電壓直接到達輸出端，成為輸出電壓。當輸入電壓大于額定電壓時，經過電壓切割電路，把大于額定電壓的那部份電壓切下來，進行傳統功率變換，變換成額定輸出的直流電壓，連同切割剩下來的那部份直流電壓并行輸出。當輸入電壓小于額定電壓時，經過電壓補償電路，把輸入電壓中小于額定電壓的那部份直流電壓補償起來，即由補償電路產生一個補償電壓，此電壓恰好是額定電壓和輸入電壓之差， 疊加在輸入電壓之上，即輸出電壓是輸入電壓和補償電壓之和。上述變幅器輸出的直流電壓Vo的幅值是根據霍爾速度控制轉把的位置決定的， Vo的幅值決定了電機的轉速。與采用改變輸入電壓頻率的方法調節交流電機速度的變頻器相類似，此處采用改變輸入電壓幅值的方法調節電機速度，故稱變幅器。微功耗永磁無刷直流電機控制器由直流變幅器組成，直流變幅器由場效應管 Q1-Q4及周邊元件組成，場效應管Q2、Q3的漏極，和二極管D1、D2的陽極，和電感Ll的異名端都接在一起，二極管Dl的陰極通過場效應管Ql的漏源極接電感Ll的同名端，同時通過電容C2接地，二極管D2的陰極通過電容Cl接電感Ll的同名端，同時通過場效應管Q4的漏源極和電容C3接地，場效應管Q2的源極通過電阻Rl接地，場效應管Q3的源極接地；驅動信號V1-V4分別是場效應管Q1-Q4的柵極驅動信號，輸入電壓V5接在電感Ll的同名端和地之間。微功耗永磁無刷直流電機控制器采用的微功耗降壓變換器、微功耗升壓變換器即直流變幅器，其最主要的特點是，絕大部份輸入功率并不參與實際的功率變換，直接到達輸出端，成為輸出功率，這絕大部份輸入功率的變換效率可視為100%，只有極小部份輸入功率須進行實際的功率變換，這極小部份輸入功率進行功率變換，所產生的功率損耗當然非常小，這非常小的功率損耗換算成整個輸入電壓進行功率變換的功率損耗比例當然更小， 因而整機功率變換的效率非常高。
[0013]圖1傳統永磁無刷直流電機控制器；[0014]圖2微功耗變幅器框圖；[0015]圖3直流降壓電路；[0016]圖4直流降壓電路各點電壓仿真波形[0017]圖5直流升壓電路；[0018]圖6直流升壓電路各點電壓仿真波形[0019]圖7變幅器原理電路；[0020]圖8變幅器實際電路；[0021]圖9微功耗永磁無刷直流電機控制器[0022]圖10蓄電池放電特性曲線。
具體實施方式
圖3電壓切割電路，V3是N型MOS管Q2的柵極驅動信號，頻率IOOKHz，Ql是P型 MOS管，其柵極驅動信號Vl與V3相同，極性相反，V2 = 13. 5V是輸入電壓，要求輸出電壓Vo =15V。當V3為高電平時，Q2飽和導通，輸入直流電壓V2經過電阻Rl對電感Ll充電，Ll 上的電流線性增加，同時存貯電能，在此期間，Q2的源極電壓，即輸出電壓Vo被柵極驅動信號鉗位，電感Ll上的電壓由V2的脈寬決定。[0025]當V3為低電平時，Q2截止，輸入電壓V2和電感Ll上的電壓疊加后通過二極管Dl 對電容C2充電，充電終了時，電容C2上的電壓高于輸入電壓V2。當下一個周期到來的時候，電容C2上的電壓與輸入電壓V2經過電阻Rl共同對電感Ll充電，充電過程已于前述。 電容Cl對輸出電壓Vo起平滑作用，由于Q2的源極電壓跟蹤柵極電位，所以其柵極驅動信號的幅值應比輸出電壓Vo高一個柵源電壓Vgs。MOS管Q2飽和導通期間，輸入電壓V2 = 13. 5V，輸出電壓Vo = 12V，忽略Q2管壓降，則電感Ll上的壓降應略高于1.5V，MOS管Q2截止期間，Ll上的壓降極性反轉，與輸入電壓V2疊加(約15V)，使電容Cl上的電壓充至大于輸入電壓V2，由于Q1、Q2同步，到下一個周期開始時，電容Cl上的電壓與輸入電壓V2同時通過相同的路徑對Ll充電，在負載電阻Rl上產生輸出電壓Vo。由于在周期開始時，電容Cl上的電壓高于輸入電壓V2，電容Cl 上的電壓一方面通過Li、Q2、Rl放電，另一方面對蓄電池充電。當Cl上的電壓放電到低于輸入電壓V2后，由V2單獨對Ll充電。上述過程周而復始，MOS管Q2飽和導通期間，相當于把輸入電壓13. 5V中的12V切割下來作為輸出電壓￥0^05管02截止期間，剩下的1. 5V加上輸入電壓13. 5V共15V存放在電容Cl中，當下一個周期開始時，存放在電容Cl中的15V電壓與輸入電壓一起，在對Ll 充電的同時，還在負載電阻Rl上形成輸出電壓Vo。在整個過程中，13. 5V輸入電壓中的12V 直接成為輸出功率，這部份功率的變換效率可視為100%，剩余1. 5V被轉移到電容Cl中，進行再生或反饋。MOS管Q2柵極驅動信號是高頻方波，其源極接有負載電阻Rl和濾波大電容C2，對于高頻信號而言，Q2的源極相當于接地，因此實際進行或參與PWM脈寬調制的電壓僅僅只有1. 5V，而輸出電壓卻是12V，直接印證了 “只要把輸入功率中的極小部份進行功率變換， 就可以得到全部輸出功率，即輸入功率中的絕大部份既不必參與實際的功率變換，也不必通過磁芯變壓器或電感傳遞，直接到達輸出端，成為輸出功率”。圖4是電壓切割電路各點電壓的仿真波形，從上到下依次是輸入電壓Vi、輸出電壓Vo。圖5是直流電壓補償電路，設輸入電壓Vi = 10. 5V，要求輸出電壓Vo= 12V，該電路產生一個補償電壓Vc = 1.5V，疊加在輸入電壓之上，使得輸出電壓等于12V。V2是功率 MOS管Q2的柵極驅動信號，是IOOKHz的方波信號，Vl是輸入直流電壓。電路啟動后，Q2飽和導通，電池電壓Vl通過Q2的漏源極向電感Ll充電，電感電流線性增加，電感中存貯的能量不斷增多，與此同時，電容C2上的電壓向負載R2放電。半個周期后，Q2截止，存貯在電感 Ll中的電能通過Ql的體內二極管向電容Cl充電。Cl上的電壓疊加在電池電壓Vl之上， 在向負載電阻R2供電的同時，也向電容C2充電。圖7是各點電壓的仿真波形，從上到下依次是輸出電壓Vo、輸入電壓Vi、補償電壓Vc。從圖可以看到，輸出電壓Vo(12V)，是輸入電壓Vi (10. 5V)和補償電壓Vc(1.5V)之和。功率MOS管Ql沒有驅動信號，那是因為只利用功率MOS管Ql體內二極管的正向特性，其飽和壓降小，通過電流大。圖6是各點電壓的仿真波形，從上到下依次是輸出電壓Vo，輸入電壓Vi，補償電壓Vc。圖7是變幅器原理電路，功率管Ql、Q2、二有管D1、電感Li、電容C2、Rl組成了與圖1相同的降壓電路，功率管Q3、Q4、電感Li、二極管D2、電容Cl、C3組成了與圖3相同升壓電路，輸入電壓加在電感Ll的同名端和地之間，輸出電壓在Q2、Q4的源極獲得。當輸入電壓在額定值之內時，只有Q2飽各導通，輸入電壓經電感Ll和MOS管Q2的漏源極，直接在電阻Rl上輸出；當輸入電壓大于額定值時，Q3、Q4截止，輸入高電壓不能到達輸出端Vo，經過Q1、Q2及周邊元件組成的降壓電壓后，在Q2的源極輸出額定電壓；當輸入電壓小于額定值時，Q1、Q2截止，Q4飽和導通，由Q3及周邊元件組成的升壓電路后，經過Q4的漏源極在端點Vo輸出。圖8是接有PWM控制芯片UC1825的變幅器實際電路。功率MOS管Ql、Q2、電感Li、 二極管D2、電阻R16電容C18等組成了電壓切割電路，與圖4電路相同，功率MOS管Q3、Q4、 電感Li、二極管D3、電容C2等組成了電壓補償電路，與圖6電路相同。比較器U2、U3對輸入電壓V2進行比較，V2經過電阻Rl、R19分壓后得到參考電壓Vz，Vz同時接U2的同相輸入端和U3的反相輸入端，當代表輸入電壓V2的參考電壓Vz大于U2反相端參考電壓Vx時 (調節電阻R2、R7，使得Vx對應輸出電壓Vo的上限)，U2輸出高電平，Sl接通，脈寬調制芯片驅動信號輸出腳0UT_A接到功率MOS管Q2的柵極，進行電壓切割操作，使輸出電壓Vo小于其上限電壓，與此同時，U2輸出的高電平通過二極管Dl、R7加到三極管Q3的基極，Q3飽各導通，其集電極低電平，開關S2斷開；當代表輸入電壓Vi的參考電壓Vz小于U3同相端參考電壓Vy時(調節電阻R12、R23，使得Vy對應輸出電壓Vo的下限)，U3輸出高電平，S3 接通，脈寬調制芯片驅動信號輸出腳0UT_A接到功率MOS管Q4的柵極，進行電壓補償操作， 使輸出電壓Vo大于其下限電壓，與此同時，U3輸出的高電平通過二極管D2、R15加到三極管Q3的基極，Q3飽各導通，其集電極低電平，開關S2斷開；當代表輸入電壓Vi的參考電壓 Vz小于U2反相端參考電壓Vx，大于U3反相端參考電壓Vy時，U2、U3都輸出低電平，Q3截止，其集電極輸出高電平，S2接通，18V電壓Vl接到Q2的柵極，Q2飽和導通，輸入電壓Vi 通過TXl的原邊輸出，使輸出電壓Vo保持Vo的上、下限之間。上述控制過程的結果是輸入電壓Vz大于基準電壓Vx、小于基準電壓Vy時，微功耗直流穩壓器進行電壓切割或電壓補償操作，使輸出電壓Vo保持在額定范圍之內，即輸出電壓Vo保持在以基準電壓為中心的一個范圍內變化，Vx、Vy的幅值代表了這個變化范圍， 由于電壓Vx、Vy的幅值是可以人為設置的，所以輸出電壓Vo的變化范圍(精度或調整率) 也是可以人為設置的。電壓切割電路的輸出端Q2的源極，和電壓補償電路的輸出端(Ql的漏極和電阻 R13)接在一起，共同組成整機的輸出端Vo，當輸入電壓Vz大于Vx、小于Vy時，開關Si、S3 不動作，脈寬驅動信號0UT_A加不到Q2、Q4的柵極，在此期間，開關S2動作，高電平Vl加到電壓切割電路的功率MOS管Q2的柵極，使得Q2常通，成為一個直流開關，輸入電壓Vi通過飽和導通的Q2漏源極直接到達輸出端Vo。圖8中的速度傳感霍爾器件是高變低型霍爾速度控制器，是來自油門、換檔、制動等控制信號，由松開到壓緊時，其輸出端可得到4V-1V的電壓。該電壓加到UC1825的NI腳， 與INV腳電壓進行比較，在OUTA、OUTB腳得到調寬脈沖。NI腳電壓越低，OUTA, OUTB腳輸出的調寬脈沖的低電平部分越寬，變幅器輸出電壓越高，電機轉速越快.電阻R8用于零速調節。圖9是微功耗永磁無刷直流電動機控制器的實際電路，與圖1無刷電機控制器相比1)在蓄電池電壓之后，增加了由^)5管01-04、1^1、01、02、(1、02、03組成的直流變幅器，2)電源芯片7815的輸入電壓仍然接蓄電池。3)車把霍爾移到變幅器里面；4)MC33035的腳14接固定電壓，腳14、2、1和19、20、21只輸出電機霍爾產生的換
向控制信號，不再產生調寬信號；5)6只IRF3205的直流供電不再取自蓄電池的端電壓，而是取自變幅器的輸出直流電壓Vo。圖10是蓄電池放電特性曲線，在0.2C的放電過程中，蓄電池端電壓在11. 3V到 12. 7V之間變化，現在要求把4節蓄電池串聯的輸出電壓穩定在48V。1)當輸入電壓大于額定電壓時，電壓切割電路啟動，蓄電池最高電壓為50. 8V，輸入電壓比額定電壓高(50. 8-48)/48 = 5. 83%，輸入電壓Vi中高出的5. 83%由切割電路切下來，這切下來的部份要進行功率變換，變換成額定值電壓輸出。設變換效率為90%，設切下來這部份電壓在進行功率變換過程中的功率損耗Pq 2)Pq = 5. 83% *(1_90% ) = 0. 0583*0. 1 = 0. 00583 = 0. 583%,3)由此可知，切下來這部份電壓在功率變換過程中的損耗為0.583%。輸入電壓被切割后的極大部份電壓，其幅值等于額定電壓，直接到達輸出端，這一部份電壓本身并沒有經過任何功率變換，其變換效率可視為100%，所以整個電壓切割電路的總損耗也是 0. 583%，則其總效率為99. 417%。4)當輸入電壓小于額定電壓時，電壓切割電路啟動，蓄電池最低電壓為45. 6V，輸入電壓比額定電壓低(48-45. 6)/48 = 5. 00%，輸入電壓Vi中比輸出電壓低出的5. 00%由補償電路進行補償，補償電壓的獲得要進行功率變換，設變換效率為90 %，獲得補償電壓進行的功率變換過程中的功率損耗1 5)Pb = 5. 00% *(1_90% ) = 0. 05*0. 1 = 0. 005 = 0. 5%,6)由此可知，為獲得補償電壓所進行功率變換過程中，損耗為0. 5%。輸入電壓Vi 本身在電壓補償過程中并沒有經過任何功率變換，直接從輸入端到達輸出端，成為輸出功率的一大部份，其變換效率可視為100%，所以整個電壓切割電路的總損耗也是0.5%，則其總效率為99.5%。7)當輸入電壓在額定范圍之內時，在電壓切割電路中的功率MOS管Ql (請參考圖 6)的柵極加高電平控制信號，則Ql是一個直流開關，輸入直流電壓Vi直接到達輸出端，整機效率可視為100%。8)相對于三種不同的運行模式，有三種不同的效率，99. 417%、99. 5 %、100%， 由于微功耗直流穩壓器在一個時刻，只有一種運行模式，上述三種模式中的效率都是整機效率，這就意味著，運行在不同模式下，整機效率不一樣。如果取平均值，則整機效率為 99. 652%。9)在電壓切割和電壓補償的效率計算過程中，都是采用最壞情況時的數據，即最高電壓50. 8V和最低電壓45. 6V。從圖7的蓄電池放電特性曲線可以看出，最高電壓和最低電壓的放電時間很短，最長放電時間還是在平穩放電區間，計算效率時不取最壞情況的數據，而取中間值數據比較合理。取中間值數據時，放電電壓值的最大放電電壓為 (50. 8-48)/2+48 = 1. 4+48 = 49. 4V，最低放電電壓為48-(48-45. 6)/2 = 48-1. 2 = 46. 8，用此數據按上述效率的計算方法進行計算的結果是Pq = 0. 0292,Pb = 0. 025，所以啟動電壓切割時，整機效率為99. 708%，啟動電壓補償時，整機效率為99. 775%。10)變幅器主電路不采用PWM變換，而是利用電壓切割和電壓補償的方法，穩定直流電壓，是微功耗永磁無刷直流電機的一大特色。盡管輸入電壓Vi的波動范圍是正負 5. 417%，但蓄電池的放電電壓在12. 35V-11. 7V (單節電池)的時間最長，即整機效率接近 100%的時間最長，所以在實際運行中，整機效率比上述估算的99. 417%要高得多，非常接近 100%。變幅器產生的穩定的直流電壓Vo的幅值是根據霍爾速度控制轉把的位置決定的，Vo的幅值決定了電機的轉速，把變幅器穩定的直流電壓Vo適時引進電機的直流開關， 即圖8中的6只MOS管IRF3205，不再是調寬脈沖的輸出器件，不再有任何意義上的高頻損耗，功率損耗僅僅只有飽和壓降，如采用MOS管IRFP4004作直流開關，其飽和漏源電阻僅 1. 7毫歐，通過20A電流，壓降0. 034V,對于36V蓄電池端電壓，其實際功率損耗為萬分之九。變幅器輸出的穩定直流電壓Vo的幅值，由霍爾速率控制轉把的位置決定，而與蓄電池的端電壓無關，當蓄電池端電壓由42V單邊下降到33V時，變幅器的輸出電壓Vo仍能保持額定值不變。永磁無刷直流電機采用變幅器后，其速度只與電機的極限轉速有關，而到蓄電池端電壓無關。微功耗永磁無刷直流電機控制器適用于一切有刷直流電動機、永磁無刷直流電動機(BDCM)、開關磁阻電動機(SR)、雙凸極永磁電動機(DSPM)等調速控制，同時免除蓄電池前置穩壓器。
權利要求1. 一種微功耗永磁無刷直流電機控制器，其特征是微功耗永磁無刷直流電機控制器由直流變幅器組成，直流變幅器由場效應管Q1-Q4及周邊元件組成，場效應管Q2、Q3的漏極，和二極管Dl、D2的陽極，和電感Ll的異名端都接在一起，二極管Dl的陰極通過場效應管Ql的漏源極接電感Ll的同名端，同時通過電容C2接地，二極管D2的陰極通過電容Cl 接電感Ll的同名端，同時通過場效應管Q4的漏源極和電容C3接地，場效應管Q2的源極通過電阻Rl接地，場效應管Q3的源極接地；驅動信號V1-V4分別是場效應管Q1-Q4的柵極驅動信號，輸入電壓V5接在電感Ll的同名端和地之間。
專利摘要微功耗永磁無刷直流電機控制器，由直流變幅器組成，直流變幅器由場效應管Q1-Q4及周邊元件組成，場效應管Q2、Q3的漏極，和二極管D1、D2的陽極，和電感L1的異名端都接在一起，二極管D1的陰極通過場效應管Q1的漏源極接電感L1的同名端，同時通過電容C2接地，二極管D2的陰極通過電容C1接電感L1的同名端，同時通過場效應管Q4的漏源極和電容C3接地，場效應管Q2的源極通過電阻R1接地，場效應管Q3的源極接地；微功耗永磁無刷直流電機控制器實現了對有刷和無刷直流電機的調速，其最大特點是，主功率器件不采用PWM脈寬調制，不產生EMI干擾，電路簡單，因此功耗極小而壽命極長，安全可靠，節能環保，成本、體積、重量、功耗都是傳統電動自行車控制器的十分之一。
文檔編號H02P6/08GK202190242SQ20112025753
公開日2012年4月11日 申請日期2011年7月19日 優先權日2011年7月19日
發明者郁百超 申請人:郁百超