專利名稱：一種開關電源智能調節電壓電路的制作方法
技術領域：
本發實用新型涉及到開關電源領域，更具體講涉及到一種開關電源智能調節電壓電路。
背景技術：
開關電源電路包括用于民用交流電源AC進行整流和濾波的整流濾波電路，整流濾波電路當開關頻率較低時，開關損耗和驅動功率增加，電源電路的功率損失增加，另外在開關電源電路中的漏感分量增加引起漏磁通的增加，因而可能對電子電路乃至負載側有影響，不能有效反饋調節輸出電壓，導致輸出電壓不穩定。
發明內容本實用新型的目的在于提供一種開關電源智能調節電壓電路，以解決開關頻率較低時輸出電壓不穩定的問題。為了實現上述目的，本實用新型采取的技術方案是提供一種開關電源智能調節電壓電路，包括用于濾除紋波電壓的整流濾波電路，其特征是它還包括自激振蕩驅動電路，用于根據所述串聯諧振電路的諧振輸出以自激方式驅動所述開關元件；恒壓控制裝置， 它包括正交控制變壓器，其作為可飽和電抗器，在其上繞有和所述隔離變換器變壓器的所述一次繞組串聯連接的檢測繞組和所述驅動繞組，以及控制繞組，其纏繞方向和所述檢測繞組及所述驅動繞組的纏繞方向正交，以此響應二次側dc輸出電壓的電平對所述拉制繞組提供可變的控制電流，以改變所述驅動繞組的電感，從而可變地控制開關頻率。開關裝置包括出驅動繞組和諧振電容器的至少一個串聯支路而形成的串聯諧振電路。所述的開關裝置還包括被他激的驅動電路，用于以他激的方式驅動所述開關元件，并且所述恒壓控制裝置在保持所述開關元件的截止周期不變的同時，響應二次側dc輸出電壓的電平可變地控制所迷開關元件的導通周期，以此可變地控制開關頻率。所述的它還包括一次側并聯諧振電路，其由來自隔離變換器變壓器的一次繞組的漏感分量和并聯諧振電容器的電容構成，用于使所述開關裝置能夠作為電壓諧振型裝置工作。所述的一種開關電源智能調節電壓電路還包括二次側串聯諧振電路，其包括二次側串聯諧振電容器和所述隔離變換器變壓器的二次繞組，所述電容器和所述隔離變換器變壓器的二次繞組串聯連接，使得由所述隔離變換器變壓器的二次繞組的漏感分量和所述二次側串聯諧振電容器的電容形成串聯諧振電路。開關裝置包括達林頓電路，其包括雙極晶體管作為所述開關元件；包括MOS場效應晶體管作為所述開關元件；包括絕緣柵型雙極晶體管作為所述開關元件；開關裝置包括靜電感應可控硅作為所述開關元件。采用上述方案的一種開關電源智能調節電壓電路通過恒壓控制，以便穩定二次側輸出電壓，響應二次側輸出電壓電平改變開關頻率，從而同時控制一次側并聯諧振電路的諧振但抗和開關電源電路中的開關元件的連續性，因而，通過復合控制操作，增加了控制的靈敏度。本實用新型的上述的和其它的目的、特征和優點，結合附圖從下面的說明書和所附的權利要求書可以更加清楚地看出，在附圖中相同的部件或元件用相同的標號表示。本實用新型達到的有益效果是利用本實用新型的其中在一次側提供有電壓諧振型的變換器的開關電源電路，達到了減少成本、穩定輸出電壓的有益效果。
圖1是表示應用本實用新型的電路的結構的電路圖；圖2是說明圖1的電源電路的若干元件的工作的波形圖；圖3是說明圖1的電源電路的開關頻率和二次側輸出電壓之間的關5系的曲線；圖4是表示應用本實用新型的另一種電源電路的結構的電路圖。
具體實施方式
下面參照附圖詳細說明本實用新型的實施例。參看圖1，其中示出了應用本實用新型的一種開關電源電路的結構的一個例子。在所示的開關電源電路中，在一次側提供有包括一個開關元件(雙極晶體管)的電壓諧振型自激開關變換器。提供有由橋式整流電路Di和濾波電容器Ci構成的全波整流電路，作為整流濾波電路，用于由對其輸入的ac輸入電壓VAC產生dc輸入電壓，并產生整流濾波電壓Ei，其等于ac輸入電壓VAC的電平。電源電路不包括倍壓整流電路。在本說明中，產生等于ac輸入電壓VAC的電平的整流濾波電壓Ei的整流電路，例如圖1所示的電源電路，被稱為“等電壓整流電路”。圖1所示的正交控制變壓器PRT是一種可飽和電抗器，其包括繞在其上的檢測繞組ND，驅動繞組NB和控制繞組NC。正交控制變壓器PRT如所示，參看，正交控制變壓器PRT包括被這樣構成的三維鐵心2的，即使得每個包括4個磁柱的兩個雙通道型鐵心201，202在磁柱的端部彼此相連。 檢測繞組ND和驅動繞組NB圍繞三維鐵心200的兩個預定的磁柱沿相同的纏繞方向繞制。 控制繞組NC沿和檢測繞組ND以及驅動繞組NB的方向正交的方向繞制。檢測繞組ND，驅動繞組NB和控制繞組NC具有這樣的匝數，例如，5檢測繞組ND = 1T，驅動繞組NB = 3T，控制繞組NC = IOOOT0正交控制變壓器PRT具有減小的重量，例如大約為79。在這種情況下，正交控制變壓器PRT的檢測繞組ND串聯插入在濾波電容器Ci的正極和隔離變換器變壓器PIT的一次繞組m之間，使得開關元件QI的開關輸出通過一次繞組m被傳遞給檢測繞組Nd。在正交控制變壓器PRTlO中，驅動繞組NB被在檢測繞組ND 獲得的開關輸出激勵，使得在驅動繞組NB中產生交變電壓.交變電壓被用作自激振蕩驅動電路的驅動電壓的電源。此外，當流過控制繞組NC的控制電流(dc電流)電平由控制電路1響應二次側dc 輸出電壓電平的變化而改變時，繞在正交控制變壓器PRT上的巧驅動繞組NB的電感LB被可變地拉制。因而，在用于開關元件Ql的其構成包括驅動繞組NB的電感LB的自激振蕩驅動電路中的串聯諧振電路的諧振條件改變。這改變開關元件Ql的開關頻率，如下面參照圖 2，并且通過改變開關元件QI的開關頻率，穩定二次側dc輸出電壓。一次繞組m和二次繞組NZ (以及另一個二次繞組NZA)在EE形鐵心100的中心磁柱上使用分開的線圈架在彼此分開的狀態下繞制，其繞組部分被分開用于一次側和二次側.一個間隙G形成在EE形鐵心100的中心磁柱之間。可以通過形成短于其它兩個外磁柱的E形鐵心，中心磁柱來形成間隙結果，獲得弱藕合，比常規的隔離變換器變壓器PIT 具有較低的藕合系數，因而在很大程度上不易獲得飽和狀態。在這種情況下，例如，輻合系數k大約為0.85。本實施例的隔離變換器變壓器PIT的二次繞組N2以和常規的電源電路不同的匝數繞制。二次繞組N2的一端和二次側地相連，二次繞組NZ的另一端通過串聯諧振電容器Cs的串聯支路和整流二極管DOl的陽極以及另一個整流二極管D02的陰極之間的節點相連。整流二極管DOl的陰極和濾波電容器COl的正極相連，整流二極管D02的陽極和二次側地相連。濾波電容器COl的負極側和二次側地相連。二次繞組獨立于二次繞組繞制。二次繞組具有和地相連的中心抽頭，并且由整流二極管D03，D04以及濾波電容器C02 構成的全波整流電路和二次繞組NZA相連。因而二次繞組NZA產生5dc輸出電壓E02。在如上連接中，倍壓全波整流電路由一組串聯諧振電容器Cs、整流二極管DOl和 D似和濾波電容器COl構成。串聯諧振電容器Cs根據串聯諧振電容器Cs本身的電容和二次繞組N2的漏感(L2)形成相應于整流二極管DOl和D02的導通/截止操作的串聯諧振電路。在一次側上提供使開關操作成為電壓諧振型開關操作的并聯諧振電路，并在二次側上形成用于獲得倍壓全波整流操作(電流諧振操作)的串聯諧振電路.在本說明中，其中包括用這種方式用于一次側和二次側的諧振電路的一種結構的開關變換器被合適地稱為“復合諧振型開關變換器”。圖2是說明圖1所示的電源電路的操作的波形圖.更具體地說，表示當負載功率是最大負載功率(Polnax)并且ac輸入電壓是最低保證的ac輸入功率(VACmin)時，電源電路分不同部分的工作波形。當負載功率是最小負載功率(Pomin)并且ac輸入電壓是最大保證ac輸入電壓時，相同的部分的工作波形。在這種情況下，來自用于開關元件Ql的自激振蕩驅動電路的基極電流(驅動電流)IB流向20開關元件Ql的基極，如圖2D — 41(所示。開關元件Ql利用驅動電流IB進行開關操作。此時，流向開關元件Ql的集電極的電流 Icp具有如圖2C或4J所示的波形.由于并聯諧振電路的作用，在開關元件Ql和并聯諧振電容器Cr構成的并聯諧振電路的兩端，出現具有如圖2A或4H所示的波形的并聯諧振電壓 Vor.可見，并聯諧振電壓Vcr具有脈沖波形，其在開關元件Ql導通期間Ton內具有0電平， 而在開關元件Ql截止的周期TOFF內具有正弦波的波形，因而表現為電壓諧振型操作。響應上述的這種一次側的開關操作，在一次繞組m獲得開關輸出。這種操作表示為圖2的在一次繞組m獲得的開關輸出電流。因而，可以看出，借助于電壓諧振型的操作， 獲得了接近正弦波的平滑波形。在二次繞組N2中激勵用上述方式在一次側獲得的開關輸出。然后，在二次側上，按照下述方式，通過上述的一組串聯諧振電容器Cs、整流二極管DOl 和濾波電容器COl實現了倍壓全波整流操作。在整流二極管D時截止并且整流二極管DOZ導通的周期Tl內，電源電路以減極性方式操作，其中一次繞組W和二次繞組NZ的極性是書，因而，通過二次繞組的漏感LZ和串聯諧振電容器Cs的串聯諧振操作，實現利5用由整流二極管DOZ整流獲得的直流電流工 3 (參照4F或4M)對串聯諧振電容器Cs充電的操作二圖2G和圖2N表示在整流二極管D02 兩端的電壓v2，然后，在整流二極管的2截止而整流二極管口 01導通從而進行整流的另一個周期TZ內，電源電路以加極性的方式操作，其中一次繞組NI和二次繞組NZ的極性是+M， 因而在其中發生串聯諧振(電流諧振)的條件下對濾波電容10器C肚進行充電操作，借助于串聯諧振，串聯諧振電容器Cs的電位被加于在二次繞組NZ中感應的電壓上.此時，通過整流二極管DOl的對濾波電容器Col充電的整流電流12具有如圖2E或4L所示的波形，通過和圖2F或4M所示的由整流二極管DOZ整流而獲得的整流電路13的波形相比可以看出， 整流電路工2具有比整流電流13增加的電平。這是由這樣的事實引起的，巧即在整流操作中，如上，增加了串聯諧振電容器Cs的電位。當利用加極性方式(+M:正向操作)和減極性方式(-M逆向操作)兩種方式進行整流操作時，通過濾波電容器COl獲得基本上等于二次繞組NZ的感應電壓的兩倍的dc輸出電壓E叭。簡言之，在本實用新型的電源電路中，利用其中互感具有+M和-M的兩種操作方式的狀態，進行倍壓全波整流，從而20獲得二次側 d。輸出電壓，因而也使得提供給負載側的功率增加，也同樣多地增加最大負載功率。通過在隔離變換器變壓器PIT中形成間隙G而獲得所需的藕合系數的弱藕合，從而獲得更不容易進入飽和的狀態，從而實現用于獲得倍壓全波整流操作的結構。例如，當在隔離變換器變壓器PIT中不提供間隙G時，如在常規的電源電路中那樣，則具有這樣的可能性，即在逆向操作時，隔離變換器變壓器PIT可能進入飽和狀態，從而引起異常操作，并且認為，正確地進行如在本實施例中的倍壓整流操作是困難的。此外，因為提供有這樣的倍壓全波電路，整流電路在二次繞組NZ的激勵電壓是正的和負的兩個周期內執行整流操作，如上，在本實施例30的電路形式中，提供給形成二次側的雙電壓全波整流電路的整流二極管DOl和D02的電壓在截止狀態時被籍位到二次側輸出電壓(EOl)的電平。本實施例的電源裝置電壓調節作用，其中通過由控制電路1和正交控制變壓器構成的恒壓電路系統的操作改變開關元件Ql的開關頻率，如上25。這個操作也在圖2A到4N 中說明T，并且例如從圖2k, 4C和4D與圖2H，斗H和圖2K的波形vc4, ICp和IB的分別比較可見，為了改變開關頻率，將開關元件Ql截止的周期TOFF固定，而可變地控制開關元件 Ql導通的周期ΤΟΝ。可以認為，本實施例的電源裝置執行恒壓控制操作，從而可變地控制開關頻率，以便對開關輸出進行諧振阻抗控制，并且同時在開關周期中進30行開關元件的連續角控制(P控制).這種復合控制操作利用一個控制電路系統實現了。因而，例如當ac輸入電壓VAC = 144V時，整流濾波電壓Ei大約為200v。當由于一次側并聯諧振電路作用到整流濾波電壓Ei上而使開關元件Ql截止時，在產生出現在開關元件Ql和二次側并聯諧振電容器cr的并聯諧振電路兩端的圖2A或4H所示的諧振電壓Vcr時，在本實施例的電源電路中，因為整流濾波電壓Ei近似于上述的進行倍壓整流時的1/2，所以諧振電壓大約被抑制到在上面，在常規的電源電路中產生的諧振電壓Vcr(ISOOV)的1/2。此外，因為開關元件的連續角按上述方式被可變地控制(P姍控制)，所以諧振電壓Vcr的峰值被這樣控制，使得其基本上為恒值而與ac輸入電壓vAc的升高無關。結果，在本實施例的電源電路中，諧振電壓V。在其峰值被抑制到大約9的V的基本恒定的電平。因而，在本實施例的電源電路中，對于開關元件Ql和并聯諧振電容器cr，可以選用具有900v的耐壓性能的產品。在本實施例的電源電路中，因為對于開關元件Q1、并聯諧振電容器Cr30和在二次側上的整流二極管，可以使用比常規的電源電路中低的耐壓性能的產品，因而減少了器件的成本.因此，例如對于開關元件Ql和橋式整流電13路D0，可以選用具有增強的特性的產品。例如，對于開關元件Ql可以選用在飽和電壓VcE(SAT)、存儲時間Tstg、下降時間Tf和電流放大系數hFE等方面具有較好特性的產品，對于整流二極管，可以選用在正向壓降VF、 反向恢復時間trr等方面具有較好特性的產品。[0026]在特性方面這種增強的結果，使得本實施例的電源電路的開關頻率的設置可以高于常規的電源電路，并且同樣能夠促進減少功率損失以及減少各個元部件的體積和重量。 簡言之，利用本實施例的電源電路，和常規的電源電路相比，可以實現改善各種特性，例如功率變換效率，并且調節電壓。此外，從減少電源電路的尺寸和重量的觀點看來，雖然這種包括倍壓整流電路的用于產生dc輸入電壓的結構和常規的電源電路一樣，需要兩組整流二極管和濾波電容器， 但是因為本實施例的電源電路使用例如包括普通橋式整流電路的全波整流電路，其可以采用一組濾波電容器和組件型的橋式整流二極管，這同樣可以實現減少成本和元件小型化。15此外，因為本實施例的電源電路使用等電壓整流電路，和常規的電源電路相比， 一次繞組m的匝數被減少。這還能夠有助于增加恒壓控制的靈敏度。此外，雖然，在上面參照圖10，12和16電源電路中，功率扼流圈或正交控制變壓器 PRT的控制繞組NR構成的電感器被串聯在一次繞組附20或二次繞組NZ中，但是，在本實施例的電源電路中，沒有任何燒組串聯連接在一次繞組m或二次繞組N2中.雖然，在圖 1中，檢測繞組ND和一次繞組m串聯連接，但是檢測繞組的匝數例如是IT，因而由于隔離變換器變壓器PIT的增加的漏感的影響，檢測繞組只具有可以忽略的電感值。因此，只有隔離變換器變壓器PIT成為來自整個隔離變換器(電源電路)25的漏磁通產生源，并且作為防止漏磁通的一種措施，例如，只要對變壓器本體提供一個銅板制成的短路環便足夠了。因而，例如，不需要圖10，12或16中所示的電源電路所需的鋁制的屏蔽殼體。并聯諧振電容器Cr = 4700PF，二次側串聯諧振電容器Cs，在開關頻率fs = IOOKHz到250KHz的控制范圍內，實現了二次側輸出的穩定，如上面參照圖3，并且在最大負載功率Pmax = 200w和ac輸入電壓100V的條件下，獲得了高達93%的功率變換效率。圖4表示應用本實用新型的另一種開關電源電路的結構。應當注意，在圖4中，和圖1中相同的標號表示相同的元件，因而省略重復的說明，以便避免冗長。參看圖4，所示的電源電路包括呈達林頓電路形式的開關元件QI，其包括一對雙極晶體管(BJT)Qll和Q12， 阻尼二極管(齊納二極管)DD1，另一個阻尼二極管DD2和一對以如圖4所示的方式連接的電阻R11，R12。在10達林頓電路的連接中，雙極晶體管Qll的集電極和雙極晶體管Q12的集電極彼此相連，而雙極晶體管Qll的發射極和雙極晶體管Q12的發射極彼此相連，并且雙極晶體管Q比的發射極接地。此外，阻尼二極管DDI的陽極和雙極晶體管Qll的發射極彼此相連，并且阻尼二極管的陰極和雙極晶體管Qll的基極通過電阻Rll相連。阻尼二極管 DD2的陽極和雙極晶體管Q12的發射極相連，阻尼二極管DD2的陰極和雙極晶體管Q12的集電極相連。電阻R12被并聯在雙極晶體管Q12的基極和發射極之間。在用這種方式形成的達林頓電路中，雙極晶體管Ql的基極相當于上面結合圖1實施例的電源電路的開關元件 Ql的基極，并且雙極晶體管Qn和。12的集電極結點相當于開關元件Ql的集電極。此外， 雙極晶體管Q12的發射極相當于開關元件Ql的發20射極。電源電路這樣構成，使得可以省略用于以自激方式驅動開關元件的自激振蕩電路，而提供振蕩和驅動電路2作為代替，并以他激的方式進行開關驅動。因此，在本實施例的電源電路中，一對繞組N4A和N4B提供在隔離變換器變壓器PIT中。繞組N4A、整流二極管 Dl和電容器以形成產生+2512v的dc電壓的半波整流電路，并且另一個繞組N4B、另一個整流二極管D2和另一個諧振電容器CB形成產生一 12Vd。電壓的另一個半波整流電路.+12V和-12v的dc電壓作為操作電源被提供給振蕩和驅動電路2。在本實施例的電源電路中的隔離變換器變壓器PIT可以具有包括類似于上面參照鐵心的結構。不過，在本實施例的電源電路中的隔離變換器變壓器30PIT和第一實施例的區別在于，繞組N4A和N4B被附加地繞在一次側上。振蕩和驅動電路2由啟動電阻RS啟動，并產生具有所需的開關頻率fs的周期的振蕩信號.振蕩和驅動電路2利用+12V和-12V的操作電源，而把振蕩信號變換為開關驅動電流，信號在每個開關周期之后呈現正電平(On)和負電平(off)，并向開關元件 Ql的基極端輸出開關驅動電流。因而，開關元件Ql被驅動，從而以預定的開關頻率執行開關操作。當來用5達林頓電路作為開關元件Q時，如本實施例的電源電路中那樣，可以獲得比例如由一個雙極品體管構成的開關元件Ql更高的功率變換效率。例如，在圖4所示的控制電路中，作為檢測輸入的其電平響應二次側dc輸出電壓Eol而改變的dc信號(檢測信號)被提供給振蕩和驅動電路2，其中，如果振蕩和驅動電路2被這樣構成，即使得開關元件 Ql的導通周期響10應從控制電路1輸入的檢測信號被可變地控制，同時開關元件Ql的截止周期被保持固定，以便改變開關頻率，此時實現類似于結合圖2操作，并且可以獲得類似于參照圖1電源電路的效果。 雖然，在上面的本實用新型的實施例的電源電路的說明中，采用一個雙極品體管 (BJT)或包括兩個雙極品體管的達林頓電路作為開關元件Ql的例子，巧但是也可以采用下面這種開關元件作為開關元件Ql代替雙極品體管或達林頓電路。
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權利要求1.一種開關電源智能調節電壓電路，包括用于濾除紋波電壓的整流濾波電路，其特征是它還包括自激振蕩驅動電路，用于根據所述串聯諧振電路的諧振輸出以自激方式驅動所述開關元件；恒壓控制裝置，它包括正交控制變壓器，其作為可飽和電抗器，在其上繞有和所述隔離變換器變壓器的所述一次繞組串聯連接的檢測繞組和所述驅動繞組，以及控制繞組，其纏繞方向和所述檢測繞組及所述驅動繞組的纏繞方向正交，以此響應二次側dc輸出電壓的電平對所述拉制繞組提供可變的控制電流，以改變所述驅動繞組的電感，從而可變地控制開關頻率；開關裝置包括由驅動繞組和諧振電容器的至少一個串聯支路而形成的串聯諧振電路。
2.根據權利要求1所述的一種開關電源智能調節電壓電路，其特征是所述的開關裝置還包括被他激的驅動電路，用于以他激的方式驅動所述開關元件，并且所述恒壓控制裝置在保持所述開關元件的截止周期不變的同時，響應二次側dc輸出電壓的電平可變地控制所迷開關元件的導通周期，以此可變地控制開關頻率。
3.根據權利要求1所述的一種開關電源智能調節電壓電路，其特征是它還包括一次側并聯諧振電路，其由來自隔離變換器變壓器的一次繞組的漏感分量和并聯諧振電容器的電容構成，用于使所述開關裝置能夠作為電壓諧振型裝置工作。
4.根據權利要求1所述的一種開關電源智能調節電壓電路，其特征是它還包括二次側串聯諧振電路，其包括二次側串聯諧振電容器和所述隔離變換器變壓器的二次繞組，所述電容器和所述隔離變換器變壓器的二次繞組串聯連接，使得由所述隔離變換器變壓器的二次繞組的漏感分量和所述二次側串聯諧振電容器的電容形成串聯諧振電路。
5.如權利要求1所述的開關電源智能調節電壓電路，其中所述開關裝置包括達林頓電路，其包括雙極晶體管作為所述開關元件。
6.如權利要求1所述的開關電源智能調節電壓電路，其中所述開關裝置包括MOS場效應晶體管作為所述開關元件。
7.如權利要求1所述的開關電源智能調節電壓電路，其中所述開關裝置包括絕緣柵型雙極晶體管作為所述開關元件。
8.如權利要求1所述的開關電源智能調節電壓電路，其中所述開關裝置包括靜電感應可控硅作為所述開關元件。
專利摘要本實用新型公開了一種開關電源智能調節電壓電路，涉及到開關電源領域，以解決開關頻率較低時輸出電壓不穩定的問題。它包括用于濾除紋波電壓的整流濾波電路，其特征是它還包括自激振蕩驅動電路，用于根據所述串聯諧振電路的諧振輸出以自激方式驅動所述開關元件；恒壓控制裝置，它包括正交控制變壓器，其作為可飽和電抗器，在其上繞有和所述隔離變換器變壓器的所述一次繞組串聯連接的檢測繞組和所述驅動繞組，以及控制繞組，其纏繞方向和所述檢測繞組及所述驅動繞組的纏繞方向正交，以此響應二次側dc輸出電壓的電平對所述拉制繞組提供可變的控制電流，以改變所述驅動繞組的電感，從而可變地控制開關頻率。
文檔編號H02M3/338GK202004655SQ201120051719
公開日2011年10月5日 申請日期2011年3月1日 優先權日2011年3月1日
發明者吳耀軍 申請人:深圳市飛天鷹科技有限公司