專利名稱：驅動電路的制作方法
技術領域：
本發明涉及一種根據表示馬達的旋轉狀態的正弦波狀的旋轉狀態信號來生成驅動控制信號的驅動電路。
背景技術：
近年來，在便攜式電話、游戲設備等所配備的振動功能中，為了檢測振動元件的位置而應用了使用霍爾元件的位置檢測電路。在將轉子設為磁體、將定子設為線圈的情況下，霍爾元件檢測轉子的位置，驅動電路根據霍爾元件的檢測結果來對線圈提供電流。專利文獻1 日本特開2006-288056號公報專利文獻2 日本特開平8-37798號公報
發明內容
發明要解決的問題在此，存在想要盡量減少電設備的功耗這種要求。特別是在電池驅動的便攜式設備等中，這種要求大。在此，在背景技術所記載的具備振動元件的振動馬達中，0度、180度附近的電流幾乎無助于馬達的驅動。因此，提出了一種切斷馬達驅動電流中的0度、180度附近的電流的通電方法。例如，將切斷0度、180度附近30度的通電的通電方法稱為150度通電。為了進行這種150度通電，需要產生用于進行150度通電的信號的電路。對于該電路也存在想要盡量簡單化這種要求。用于解決問題的方案本發明是一種驅動電路，根據表示馬達的旋轉狀態的正弦波狀的旋轉狀態信號來生成驅動控制信號，該驅動電路的特征在于，在檢測到對上述旋轉狀態信號加上使其接近基準值的方向即第一方向的規定的偏移量而得到的加法信號從一個方向第一次與上述基準值交叉時，對上述旋轉狀態信號加上使其從上述基準值返回的方向即第二方向的上述偏移量，在檢測到所得到的加法信號從上述一個方向第二次與上述基準值交叉時，保持對上述旋轉狀態信號加上上述第二方向的上述偏移量，響應于檢測到所得到的加法信號從與上述一個方向相反的方向到達上述基準值、即從另一個方向第一次與上述基準值交叉，對上述旋轉狀態信號加上上述第一方向的上述偏移量，基于所得到的加法信號與基準值的比較，根據加法信號與基準值交叉的情況，與其方向相應地得到上升沿信號或下降沿信號，使用所得到的上升沿信號和下降沿信號，在檢測到上述第二次與上述基準值交叉至檢測到下一次與上述基準值交叉的期間生成驅動控制信號，該驅動控制信號與相應的上述旋轉狀態信號相比期間減少了規定期間，通過反復進行以上處理來得到周期性的驅動控制信號。另外，本發明是一種驅動電路，根據表示馬達的旋轉狀態的正弦波狀的旋轉狀態信號來生成驅動控制信號，該驅動電路的特征在于，在檢測到對上述旋轉狀態信號加上使
3其接近基準值的方向即第一方向的規定的偏移量而得到的加法信號從一個方向第一次與上述基準值交叉時，對上述旋轉狀態信號加上使其從上述基準值返回的方向即第二方向的上述偏移量，在檢測到所得到的加法信號從上述一個方向第二次與上述基準值交叉時，保持對上述旋轉狀態信號加上上述第二方向的上述偏移量，響應于檢測到所得到的加法信號從與上述一個方向相反的方向到達上述基準值、即從另一個方向第一次與上述基準值交叉，對上述旋轉狀態信號加上上述第一方向的上述偏移量，在檢測到所得到的加法信號從上述另一個方向第二次與上述基準值交叉時，保持對上述旋轉狀態信號加上上述第一方向的上述偏移量，基于所得到的加法信號與基準值的比較，根據加法信號與基準值交叉的情況，與其方向相應地得到上升沿信號或下降沿信號，使用所得到的上升沿信號和下降沿信號，在檢測到從上述一個方向和上述另一個方向中的任一個方向第二次與上述基準值交叉至檢測到下一次與上述基準值交叉的期間生成驅動控制信號，該驅動控制信號與相應的上述旋轉狀態信號相比期間減少了規定期間，通過反復進行以上處理來得到周期性的驅動控制信號。另外，優選的是上述加法信號與基準值交叉的檢測是根據以規定的時鐘取入比較這兩者的比較器的源輸出而得到的取入信號的變化生成上升沿信號和下降沿信號來進行的。發明的效果根據本發明，能夠以比較簡單的電路來獲得減少了通電時間的驅動控制信號，并且在波形陡峭的情況下也能夠可靠地獲得驅動控制信號。
圖1是表示整體結構的框圖。圖2是表示輸出電路的結構例的圖。圖3是表示加法信號的例子的圖。圖4是表示輸出控制電路的結構例的圖。圖5是表示輸出控制電路的各部的信號波形的圖。圖6是表示取入電路的結構的圖。圖7是表示包括取入電路的各部的波形在內的各種信號波形的圖。圖8是說明使加法信號的斜率變大時的例子的圖。附圖標記說明10 比較器；12 輸出控制電路；14 輸出電路；22 線圈；26 轉子；30 霍爾元件； 32 偏移控制電路；40 連續H/L檢測部；50 取入電路；100 驅動器；200 馬達。
具體實施例方式下面，基于附圖來說明本發明的實施方式。圖1是表示整體結構的圖，系統由驅動器100和馬達200構成。輸入信號被輸入到驅動器100，驅動器100對馬達200提供與輸入信號相應的驅動電流。由此，根據輸入信號來控制馬達200的旋轉。在此，驅動器100具有比較器10，來自設置于馬達200的霍爾元件30的與轉子位置相應的旋轉狀態信號經由偏移控制電路32提供至比較器10的一端。即，偏移控制電路32將旋轉狀態信號與規定的偏移值相加，獲得在上下方向上交替移位的加法信號。然后，將該加法信號提供至比較器10的一端。向比較器10的另一端提供基準值電壓，比較器10對加法信號已達到基準值進行檢測。比較器10的輸出被提供至輸出控制電路12。輸出控制電路12根據比較器10 的輸出信號來決定規定頻率的驅動波形(相位)，并且對驅動控制信號(0UT1、0UD)進行 PWM(Pulse Width Modulation 脈寬調制)驅動控制，由此決定驅動電流的振幅。然后，將生成的驅動控制信號提供至輸出電路14。輸出電路14由多個晶體管構成，通過切換這些晶體管控制來自電源的電流來產生馬達驅動電流，并將其提供至馬達200。圖2示出了輸出電路14的一部分和馬達200的一個線圈22的結構。這樣，在電源與接地之間設置有由兩個晶體管Q1、Q2串聯連接而成的臂和由兩個晶體管Q3、Q4串聯連接而成的臂，在晶體管Ql和Q2的中間點與晶體管Q3和Q4的中間點之間連接線圈22。并且，通過使晶體管Ql和Q4導通、使晶體管Q2和Q3截止，使線圈22中流動一個方向的電流， 通過使晶體管Ql和Q4截止、使晶體管Q2和Q3導通，使線圈22中流動相反方向的電流，從而驅動線圈22。馬達200具有線圈22和轉子26。另外，轉子沈上設置有永磁體，例如N極和S極配置在相對的位置處(相互差180度的位置)。并且，能夠根據來自線圈22的磁場來決定穩定的位置。因而，通過對線圈提供交流電流，能夠根據其電流相位使轉子沈移動、旋轉。另外，在特定的電流相位的定時，通過停止電流相位的變化，能夠使轉子停止在與此時的電流相位相應的位置處。通過種方式來控制馬達200的旋轉。馬達200中設置有霍爾元件30，根據來自轉子沈的永磁體的磁場來產生旋轉狀態信號。如上所述，在N、S各為一個的情況下，能夠獲取轉子沈旋轉一周為一個周期的正弦波作為旋轉狀態信號。來自該霍爾元件30的旋轉狀態信號被提供至偏移控制電路32。該偏移控制電路 32使旋轉狀態信號僅偏移規定的偏移量，將兩個與基準值的交叉(該例中為零交叉)之間設定為例如150度。在此，圖3示出了將零交叉之間從180度變更至120度的例子。旋轉狀態信號是如下的電壓的正弦波在O度處相當于0高斯，在90度處相當于+60高斯，在180度處相當于0高斯，在270度處相當于-60高斯。因而，通過使旋轉狀態信號向零僅靠近相當于30 高斯的電壓來使兩個零交叉之間成為120度。因此，在負側，當加上相當于+30高斯的量而得到的加法信號(旋轉狀態信號向零靠近30高斯而得到的信號)第一次到達零時(旋轉狀態信號的相位為-30度)，設為取代+30高斯而與-30高斯相加(減去30高斯)。由此， 加法信號向負方向移位60高斯。在該例的情況下，與-60高斯相加相當于移位60度，因此在旋轉狀態信號的相位為+30度時加法信號從負側第二次到達零。并且，在該第二次到達零的情況下，保持與-30高斯相加地向正側移動。接著，當從正側第一次到達零時，切換為與+30度相加。這樣，在旋轉狀態信號的相位為330度(-30度)時偏移量從+30高斯切換為-30高斯，在相位為150度時偏移量從-30高斯切換為+30高斯，通過反復進行該動作， 能夠在加法信號第二次到達零至下一次到達零之間獲得120度的期間的信號。此外，在圖3中，示出了將零交叉之間設為120度的例子，但是通過調整進行相加的偏移量(在這種情況下設為相當于士 15高斯的量)，能夠獲得150度等的期間的信號。此外，也可以將與霍爾元件30的公共電壓電位相同的電壓作為基準來提供至比較器10的另一端。通過設為這種結構，霍爾元件30和比較器10所使用的基準值相等，能夠更為準確地設定對線圈22通電的通電期間。圖4示出了輸出控制電路12的結構例，圖5示出了各部的信號波形。比較器10的輸出(比較器源輸出)用于檢測將旋轉狀態信號如上述那樣依次進行移位而得到的信號的零交叉，該例與圖3同樣地示出了 120度通電的例子，用觸發器取入比較器源輸出時的取入輸出成為如下的信號旋轉狀態信號的0度 30度為低電平、30度 150度為高電平、150 度 180度為低電平、180度 210度為高電平、210度 330度為低電平、330度 360度為高電平(圖5的(i))。該比較器源輸出被輸入到取入電路50。后述該取入電路50的詳細結構，但基本上作為一個D型觸發器而發揮功能。因此，在此處的說明中，將取入電路50作為觸發器來進行說明。向取入電路50的D輸入端提供比較器源輸出。向該取入電路50的時鐘輸入端提供規定的時鐘CLK，取入電路50依次存儲比較器10的輸出。時鐘CLK與比較器10的輸出的變化相比具有大頻率，因此取入電路50將比較器10的輸出僅延遲規定期間后原樣取入。取入電路50的輸出被提供至觸發器FF2的D輸入端，對該觸發器FF2的時鐘輸入端也提供時鐘CLK。因而，該觸發器FF2的輸出與取入電路50的輸出相比，成為僅延遲一個時鐘CLK周期的信號。將取入電路50的輸出進行反轉后輸入到與門(ANDgate)ANDlJiS 器FF2的輸出保持原樣地輸入到與門ANDl。因而，該與門ANDl的輸出成為如下信號在比較器10的輸出已下降時，信號僅在一個時鐘CLK周期內上升。S卩，如圖5的(ii)的下降沿檢測信號所示，在與門ANDl的輸出中能夠獲得如下信號在取入輸出為下降沿時，信號僅在一個時鐘CLK周期內上升。另外，將取入電路50的輸出和觸發器FF2的反轉輸出輸入到與門AND2。因而，如圖5的(iii)的上升沿檢測信號所示，在該與門AND2的輸出中能夠獲得如下信號在取入輸出為上升沿時，信號僅在一個時鐘CLK周期內上升。此外，在圖5中，在下降沿檢測信號(ii)和上升沿檢測信號(iii)中示出為比時鐘CLK短的脈沖。這是由于使用了頻率比時鐘CLK的頻率高的時鐘作為上升沿和下降沿的檢測時鐘，且僅將一個時鐘作為檢測脈沖，但整體動作不發生變化。對時鐘CLK進行規定的分頻后將其輸入到連續H/L檢測部40。例如當取入輸出的高電平在60度的期間內連續時該連續H/L檢測部40變為高電平，當取入輸出的低電平在 60度的期間內連續時該連續H/L檢測部40變為低電平。因而，在此例中，連續H/L檢測部 40的輸出成為如下的信號在旋轉狀態信號的90度 270度的期間為高電平、在另一半的期間為低電平(圖5的(iv))。將與門ANDl的輸出提供至觸發器FF3的D輸入端，將與門AND2的輸出提供至觸發器FF4的D輸入端。向這些與門AND3和AND4的時鐘輸入端提供時鐘CLK。因而，將與門 ANDl和AND2的輸出取入至觸發器FF3和FF4。觸發器FF3、FF4的輸出被分別輸入到與門 AND3、AND4。將連續H/L檢測信號保持原樣地輸入到與門AND3的另一個輸入端，將連續H/ L檢測信號進行反轉后輸入到與門AND4的另一個輸入端。因而，在與門AND3的輸出中，下降沿檢測信號中的與旋轉狀態信號的0度相對應的脈沖被去除，僅保留150度、210度的脈沖。另外，在與門AND4的輸出中，上升沿檢測信號中的與旋轉狀態信號的180度相對應的脈沖被去除，僅保留30度、330度的脈沖。與門AND3的輸出被提供至SR鎖存電路SRl的設定輸入端，與門AND4的輸出被提供至SR鎖存電路SRl的重設輸入端(圖5的(ν))。因而如圖5的(vi)所示，在SR鎖存器SRl的輸出中能夠獲得在旋轉狀態信號的330度處為高電平、在150度處為低電平的偏移控制信號。該SR鎖存器SRl的輸出被提供至偏移控制電路32，用于如下的切換控制在高電平時對旋轉狀態信號加上規定的偏移值(30高斯)，在低電平時從旋轉狀態信號中減去規定的偏移值(30高斯)。與門AND3、AND4的輸出被輸入至或門(OR gate) ORl。在或門ORl的輸出中能夠獲得具有330度、30度、150度、210度四個脈沖的雙沿信號(圖5的(vii))。對偏移控制信號實施規定的延遲之后將其提供至觸發器FF5的D輸入端。向該觸發器FF5的時鐘輸入端提供來自或門ORl的雙沿信號，在觸發器FF5的輸出中能夠獲得在旋轉狀態信號的30度處成為高電平、在210度處成為低電平的信號。該觸發器FF5的輸出被輸入到非門(NOR gate) NORl和與門AND5，對非門NORl和與門AND5的另一輸入端提供SR鎖存器SRl的輸出。因此，在非門NORl的輸出中能夠獲得僅在30度 150度的期間內為高電平的驅動控制信號OUTl (圖5的(ix))，在與門AND5的輸出中能夠獲得僅在210度 330度的期間內為高電平的驅動控制信號0UT2 (圖5的(x))。因此，通過向輸出電路14提供驅動控制信號OUTl和0UT2，來控制圖2中的晶體管 Ql和Q4以及晶體管Q3和Q2的導通/截止，從而進行上述的線圈22的驅動電流控制。在圖1中，在與線圈22相對的位置處配置有霍爾元件30，因此能夠獲得與線圈22 同步的旋轉狀態信號，但霍爾元件30的安裝位置并不必須被限定。并且，如上所述，通過調整與旋轉狀態信號相加/相減的偏移量，也能夠容易地進行150度通電等。在此，在本實施方式的旋轉驅動控制中需要可靠地檢測旋轉狀態信號的零交叉。 另一方面，如上述那樣，在取入電路50中在時鐘CLK的上升沿取入比較器源輸出。因而，無法利用觸發器來檢測時鐘CLK的上升沿間隔之間的變化。例如，在圖8的情況下，比較器10的源輸出暫時變為低電平，之后通過施加偏移而變為高電平，接著再變為低電平。因而，在經過規定的L期間、H期間后成為連續的低電平。另外，如圖8所示，當利用觸發器來檢測比較器10的源輸出時，在較遲地檢測出比較器源輸出的低電平的情況下，偏移的施加變遲，即使施加了偏移，加法信號也幾乎不會變大到超過0電平。因而，比較器源輸出中的高電平期間變短，如果在高電平期間內時鐘CLK 沒有上升，則無法檢測到高電平，在圖4的電路輸出中無法獲得正確的輸出。因此，在本實施方式中，將取入電路50設為圖6所示的電路。即，將比較器源輸出輸入到觸發器FFll的D輸入端。對該觸發器FFll的時鐘輸入端輸入時鐘CLK，這對應于上述的由一個觸發器構成時的取入電路50。觸發器FFll的Q輸出被輸入到觸發器FF12的D輸入端子。對該觸發器FF12的時鐘端子輸入時鐘CLK，因此觸發器FFll的輸出被推遲一個時鐘鎖存。觸發器FF12的Q輸出被輸入到異或電路X0R11，觸發器FFll的輸出也被輸入到該異或電路)(0R11。因而，在異或電路)(0R11的輸出中能夠獲得兩個輸入的異或輸出。因而，僅在觸發器FFll的輸出發生變化的情況下異或電路M)R11的輸出為高電平。異或電路)(0R11的輸出被提供至觸發器FF13的D輸入端。對該觸發器FF13的時鐘端子也提供時鐘CLK，從而異或電路)(0R11的輸出被推遲一個時鐘鎖存。然后，觸發器FF13的輸出被輸入到異或電路)(0R12。觸發器FFll的輸出也被輸入到該異或電路M)R12，從異或電路M)R12輸出兩個輸入信號的異或結果。S卩，如果觸發器 FF13的輸出為低電平，則觸發器FFll的輸出保持原樣地從異或電路)(0R12輸出，如果觸發器FF13的輸出為高電平，則觸發器FFll的輸出被反轉后從異或電路)(0R12輸出。此外，時鐘CLK經由或門ORll被輸入到觸發器FF13的時鐘輸入端。進行180度通電時為高電平的180度通電信號被提供到該或門0R11。因而，在進行180度通電時，由于 180度通電信號為高電平，因此觸發器FF13為復位狀態，或門ORll的輸出固定為低電平。 因此，在進行180度通電的情況下，觸發器FFll的輸出保持原樣地從異或電路)(0R12輸出， 圖6的電路與僅由一個觸發器FFll構成的取入電路50相同。圖7示出了旋轉狀態信號的波形的例子和這種情況下的比較器10的源輸出以及圖6的電路的A E點的波形。A是觸發器FFll的輸出，B是觸發器FF12的輸出，C是異或電路)(0R11的輸出，D是觸發器FF13的輸出，E是異或電路)(0R12的輸出。在圖7的左側的零交叉的情況下，觸發器FFll的輸出的變化為時鐘CLK的一個時鐘的脈沖。即，僅一個時鐘從高電平變為低電平，然后恢復為高電平(波形A)。觸發器FF12 的輸出相對于觸發器FFll的輸出延遲一個時鐘(波形B)。異或電路)(0R11的輸出為A與 B的異或，僅在兩個信號不同的兩個時鐘期間內為高電平(波形C)。觸發器FF13的輸出相對于波形C延遲一個時鐘。異或電路M)R12的輸出是波形A與波形D的異或，從A為低電平的時刻到D為低電平的時刻為止的三個時鐘期間內為低電平。這樣，異或電路M)R12的輸出只是將觸發器FFll的輸出延長為三個時鐘。另一方面，在觸發器FFll的變化持續兩個時鐘以上時，對異或電路)(0R12的輸出附加脈沖。例如，在圖7的第二次從上向下零交叉時，觸發器FFll的輸出從高電平變為低電平，之后暫時維持低電平。作為觸發器FF12的輸出的波形B與波形A相比只是延遲一個時鐘，異或電路M)R11的輸出只是變成僅在波形A與B不同的一個時鐘期間內為高電平(波形C)。D相對于C延遲一個時鐘，根據波形A與波形D的異或，異或電路M)R12的輸出與波形A變化為低電平相應從高電平變為低電平，在一個時鐘后由于D的一個時鐘的高電平，而在與D相同的一個時鐘內為高電平，之后恢復為低電平(波形E)。因而，如圖8那樣，如果旋轉狀態信號的斜率陡峭且偏移后的反方向的變化小，則無法檢測比較器源輸出的反方向的變化，觸發器FFll的輸出一旦發生變化之后就那樣固定。根據圖6的電路，在這種情況下能夠附加表示暫時達到了相反極性的脈沖。因而，即使旋轉狀態信號的斜率陡峭，也能夠可靠地檢測第二次零交叉。另一方面，根據圖7可知，如果變化后的期間長到某種程度，則與觸發器FFll的輸出相比，在作為異或電路M)R12的輸出的E中附加多余的一個脈沖。但是，只要在連續H/L檢測信號不發生變化的范圍內，則圖4中的觸發器SRl只是再一次取入相同電平的信號，其輸出不發生變化，不會產生問題。并且，連續H/L檢測信號在旋轉狀態信號的峰或者谷的部分(90度、270度)發生變化，在零交叉附近不發生變化，因此即使附加上升沿、下降沿檢測信號也不會產生問題。換言之，在異或電路M)R12的輸出在60度的期間內持續時，連續H/L檢測電路40 變更狀態。因而，附加脈沖的定時為異或電路M)R12的輸出穩定之后、即上升沿、下降沿信號的輸出結束之后。因此，即使旋轉狀態等發生變化，連續H/L檢測信號發生變化的定時也不會在零交叉的附近。此外，優選在旋轉穩定后進行上述那樣的控制。由此，能夠防止振動的影響，并且能夠使通電期間大致成為期望的期間(例如電相位為150度的期間)。
權利要求
1.一種驅動電路，根據表示馬達的旋轉狀態的正弦波狀的旋轉狀態信號來生成驅動控制信號，該驅動電路的特征在于，在檢測到對上述旋轉狀態信號加上使其接近基準值的方向即第一方向的規定的偏移量而得到的加法信號從一個方向第一次與上述基準值交叉時，對上述旋轉狀態信號加上使其從上述基準值返回的方向即第二方向的上述偏移量，在檢測到所得到的加法信號從上述一個方向第二次與上述基準值交叉時，保持對上述旋轉狀態信號加上上述第二方向的上述偏移量，響應于檢測到所得到的加法信號從與上述一個方向相反的方向到達上述基準值、 即從另一個方向第一次與上述基準值交叉，對上述旋轉狀態信號加上上述第一方向的上述偏移量，基于所得到的加法信號與基準值的比較，根據加法信號與基準值交叉的情況，與其方向相應地得到上升沿信號或下降沿信號，使用所得到的上升沿信號和下降沿信號，在檢測到上述第二次與上述基準值交叉至檢測到下一次與上述基準值交叉的期間生成驅動控制信號，該驅動控制信號與相應的上述旋轉狀態信號相比期間減少了規定期間，通過反復進行以上處理來得到周期性的驅動控制信號。
2.一種驅動電路，根據表示馬達的旋轉狀態的正弦波狀的旋轉狀態信號來生成驅動控制信號，該驅動電路的特征在于，在檢測到對上述旋轉狀態信號加上使其接近基準值的方向即第一方向的規定的偏移量而得到的加法信號從一個方向第一次與上述基準值交叉時，對上述旋轉狀態信號加上使其從上述基準值返回的方向即第二方向的上述偏移量，在檢測到所得到的加法信號從上述一個方向第二次與上述基準值交叉時，保持對上述旋轉狀態信號加上上述第二方向的上述偏移量，響應于檢測到所得到的加法信號從與上述一個方向相反的方向到達上述基準值、 即從另一個方向第一次與上述基準值交叉，對上述旋轉狀態信號加上上述第一方向的上述偏移量，在檢測到所得到的加法信號從上述另一個方向第二次與上述基準值交叉時，保持對上述旋轉狀態信號加上上述第一方向的上述偏移量，基于所得到的加法信號與基準值的比較，根據加法信號與基準值交叉的情況，與其方向相應地得到上升沿信號或下降沿信號，使用所得到的上升沿信號和下降沿信號，在檢測到從上述一個方向和上述另一個方向中的任一個方向第二次與上述基準值交叉至檢測到下一次與上述基準值交叉的期間生成驅動控制信號，該驅動控制信號與相應的上述旋轉狀態信號相比期間減少了規定期間，通過反復進行以上處理來得到周期性的驅動控制信號。
3.根據權利要求1或者2所述的驅動電路，其特征在于，上述加法信號與基準值交叉的檢測是根據以規定的時鐘取入比較這兩者的比較器的源輸出而得到的取入信號的變化生成上升沿信號和下降沿信號來進行的。
全文摘要
本發明涉及一種驅動電路，高效地獲得驅動控制信號。在偏移控制電路(32)中，對旋轉狀態信號附加偏移。在使旋轉狀態信號依次向接近基準值的一側偏移而得到的加法信號第二次與基準值交叉至下一次與基準值交叉之間，生成與上述正弦波狀信號相比期間僅減少了規定期間的驅動控制信號。并且，對第一次與基準值的交叉附加表示在附加偏移時判斷了極性的脈沖，由此可靠地檢測第二次與基準值的交叉。
文檔編號H02P6/16GK102420556SQ20111029617
公開日2012年4月18日 申請日期2011年9月27日 優先權日2010年9月27日
發明者小川隆司, 村田勉 申請人:安森美半導體貿易公司