專利名稱：Dc－dc變換器的制作方法
技術領域：
本發明涉及對主開關元件進行PWM(脈沖寬度調制)控制的DC-DC變換器(直流-直流變換器)，特別是涉及降低了開關損耗的DC-DC變換器。
背景技術：
專利文獻1公開了用作穩流電源電路的DC-DC變換器。圖1是專利文獻1所示的 DC-DC變換器的電路圖。在變壓器2的初級線圈3連接有開關元件5。在變壓器2的次級線圈7，構成有由整流側同步整流器8、逆變器9、換向側同步整流器10、平滑電容器12以及扼流線圈13形成的整流平滑電路40。在該整流平滑電路40連接有負載15。在變壓器2的第三級線圈18，構成有通過二極管21、19、電容器20、扼流線圈22、 電阻器23、M來檢測輸出電壓Vout的輸出電壓檢測電路41。在電阻器23、24的分壓輸出，構成有由運算放大器25、基準電源沈、比較器27、電阻器28、電容器四以及三角波振蕩器30形成的控制電路42。該DC-DC變換器通過三角波振蕩器30來設定開關頻率，根據反饋的信號來進行 PWM控制。在主開關元件5的斷開期間，產生諧振電壓，并在斷開期間中被諧振復位。開關頻率為固定，若初級側的輸入電壓變動，則通過PWM控制來改變占空比，從而使輸出電壓恒定。在將初級線圈和次級線圈的匝數比設為N時，在輸入電壓Vin、輸出電壓Vout、周期T、 導通時間Ton中，“Vout/Vin = NXTon/T”的關系成立，因此，只要開關頻率為固定，則T 就固定，用Ton來控制輸出電壓Vout。在此，用Ton/T來定義占空比。專利文獻1 JP特開2001-169545號公報圖2是圖1所示的主開關元件5的柵極電壓Vg和漏極-源極間電壓Vds的波形圖。參照圖2來說明專利文獻1所示的PWM控制的正向變換器中的問題點。(1)首先，在輸入電壓低時，如圖2(A)所示，PWM的占空比變大。S卩，主開關元件 5的導通時間變長，斷開時間變短。由于斷開時間變短，因此在諧振復位(關斷主開關元件后，通過流過諧振電流來對變壓器的勵磁進行復位)結束前，主開關元件5會導通。因此， 成為在主開關元件5的漏極-源極間電壓Vds高的狀態(圖中的電壓Vsl)下進行開關動作的情況，會產生開關損耗。(2)在諧振復位的時機，“輸入電壓+諧振電壓”的電壓(圖中的電壓Vpl)被施加到主開關元件5的漏極-源極之間。因此，在輸入電壓高時，在諧振復位所產生的電壓的峰值就變高。因此，需要耐壓高的開關元件。一般而言，由于耐壓高的開關元件Rdson (導通電阻)大，因此，開關損耗變大。如此，在對主開關元件進行PWM控制的現有的DC-DC變換器中，不管是輸入電壓高的情況還是低的情況，都有會產生開關損耗的問題。
發明內容
本發明的目的在于，提供一種降低因輸入電壓的高低而產生的開關損耗的DC-DC變換器。本發明的DC-DC變換器的第一形態，具備變壓器其具有輸入輸入電壓的初級線圈和輸出輸出電壓的次級線圈；主開關元件，其與所述初級線圈串聯連接；開關控制電路， 其對所述主開關元件的導通、斷開進行PWM控制；和整流平滑電路，其與所述次級線圈連接，本發明的DC-DC變換器還具有輸入電壓檢測電路，該輸入電壓檢測電路檢測所述輸入電壓，所述開關控制電路具備開關頻率控制電路，該開關頻率控制電路進行控制，使得在輸入電壓低時，降低所述主開關元件的開關頻率，在輸入電壓高時，升高所述主開關元件的開關頻率。本發明的DC-DC變換器的第二形態是，所述開關頻率控制電路具備三角波振蕩電路，其產生按照流過電阻電路的電流值而變化的頻率的三角波；和根據所述輸入電壓來確定流過所述電阻電路的電流值的電路。本發明的DC-DC變換器的第三形態是，所述變壓器具備第三級線圈，所述輸入電壓檢測電路由整流平滑電路和峰值充電電路構成，其中，所述整流平滑電路與所述第三級線圈連接，并包括扼流線圈，所述峰值充電電路檢測所述扼流線圈的兩端電壓的峰值。根據本發明，能以適于輸入電壓的開關頻率來開關主開關元件，其結果是，能降低開關損耗。
圖1是專利文獻1中所示的DC-DC變換器的電路圖。圖2是表示圖1所示的主開關元件5的柵極電壓Vg和漏極-源極間電壓Vds的波形圖。圖3是表示第一實施方式的DC-DC變換器101的電路圖。圖4是表示到開關控制電路50的VIN端子的輸入電壓和開關頻率之間的關系的圖。圖5是表示圖3所示的主開關元件Ql的柵極電壓Vg和漏極-源極間電壓Vds的波形圖。圖6是第二實施方式的DC-DC變換器102的電路圖。圖7是開關控制電路50內的主要部分的電路圖。圖8是第三實施方式的DC-DC變換器103的電路圖。(符號說明)EA誤差放大器
Ll扼流線圈
L2扼流線圈
nl初級線圈
n2次級線圈
n3第三級線圈
Ql主開關元件
Q2整流側同步整流器
Q3換向側同步整流器
RUR2 電阻器
R3、R4 電阻器
R5電阻器
Tl變壓器
Vds源極間電壓
Vg柵極電壓
Vin輸入電壓
Vout 輸出電壓
Vref 基準電壓端子
50開關控制電路
60輸出電壓檢測電路
61輸入電壓檢測電路
62驅動電路
101 103 DC-DC變換器
具體實施例方式(第一實施方式)參照圖3 圖5來說明第一實施方式。圖3是第一實施方式的DC-DC變換器101的電路圖。DC-DC變換器101具備變壓器Tl，該變壓器Tl的初級線圈nl與主開關元件Ql串聯連接。該變壓器Tl和主開關元件Ql組成的串聯電路連接于電源輸入端子 (+Vin)-GND (接地)間。在變壓器Tl的次級線圈π2，構成有由整流側同步整流器Q2、換向側同步整流器 Q3、平滑電容器C20以及扼流線圈L2形成的整流平滑電路。該整流平滑電路的輸出電壓被提供給與電壓輸出端子(+Vout)連接的負載。驅動電路62根據變壓器Tl的次級線圈η2 的電壓等來控制整流側同步整流器Q2以及換向側同步整流器Q3。在變壓器Tl的第三級線圈π3連接有輸出電壓檢測電路60。該輸出電壓檢測電路60由二極管D10、D11、電容器C3、扼流線圈Li、電阻器Rl、R2構成。該輸出電壓檢測電路60產生到所述負載的輸出電壓的檢測信號(輸出電壓的比例電壓信號)。將該檢測信號提供給開關控制電路50的FB端子。輸入電壓檢測電路61檢測電源輸入端子(+VirO-GND間的電壓，并將其檢測信號提供給開關控制電路50的VIN端子。開關控制電路50從其OUT端子向主開關元件Ql的柵極輸出開關控制信號。圖4是表示到開關控制電路50的VIN端子的輸入電壓和開關頻率之間的關系的圖。在向DC-DC變換器101的電源輸入端子(+VirO-GND間輸入的輸入電壓越低，即到開關控制電路50的VIN端子的輸入電壓越低，開關頻率相對變得越低。相反，輸入電壓越高，開關頻率相對變得越高。圖5是圖3所示的主開關元件Ql的柵極電壓Vg和漏極-源極間電壓Vds的波形圖。圖5㈧是輸入電壓低時的波形，圖5(B)是輸入電壓高時的波形。在圖5(A)、⑶中雙點劃線所示的波形是開關頻率不變動，在中間的、平均的開關頻率固定的情況下的柵極電壓波形。若輸入電壓低，則主開關元件Ql的占空比大，輸入電壓越高，占空比越小。若輸入電壓低，則如圖5(A)的雙點劃線所示那樣，占空比大且主開關元件Ql的導通時間長，但在本申請發明中，開關頻率同時也低，因此，如圖5(A)的柵極電壓Vg所示那樣，主開關元件Ql 的斷開時間長，在該斷開時間內完成諧振復位。若關斷主開關元件Q1，則在由變壓器Tl的初級線圈nl和主開關元件Ql的漏極-源極間電容等形成的諧振電路中流過諧振電流，Vds 成為相當于正弦波的半個周期的波形。在圖5㈧所示的例子中，主開關元件Ql在其漏極-源極間電壓Vds為輸入電壓 Vin (=圖中的電壓Vs2)，即低電壓的情況下被接通，從而降低了開關損耗。另一方面，若輸入電壓高，則如圖5(B)的雙點劃線所示那樣，占空比小，但在本申請發明中，開關頻率不會同時變高，如圖5 (B)的柵極電壓Vg所示那樣，主開關元件Ql的導通時間進一步變短。因此，在主開關元件Ql的導通時間內在變壓器Tl的初級線圈nl中所勵磁的能量變小，諧振復位時的峰值電壓Vp2變低。因此，能使用Rdson (導通電阻)低、 低耐壓的開關元件。因此，降低了開關損耗。(第二實施方式)在第二實施方式中，示出了根據輸入電壓來使開關頻率變化的其它開關控制電路的例子。圖6是第二實施方式的DC-DC變換器102的電路圖。在圖6中，開關控制電路50是開關控制IC，在RT端子和GND端子之間連接有電阻器R3、R4的串聯電路。另外，在CT端子和GND端子之間連接有電容器C4。輸入電壓檢測電路61的輸出被連接于電阻器R3、R4的連接點上。其它的構成與第一實施方式相同。圖7是開關控制電路50內的主要部分的電路圖。該電路的動作如下所述。(A)由于對基準電壓端子Vref施加基準電源，因此，基于與連接于RT端子的電阻器R3、R4的串聯電阻值、以及輸入電壓檢測信號V(Vin)的電壓對應的電流從RT端子流出。 若將流過晶體管Trl的射極-集電極間的電流設為ICT，則該電流ICT用從RT端子流出的電流來決定。將流過晶體管Tr3的電流設定為成為2XICT。由于觸發器FF的Q輸出在起動時輸出“L”電平，因此，晶體管Tr2成為截止狀態，以電流ICT對電容器C4進行充電。因此，此時的充電時間通過電阻器R3、R4的串聯電阻值、電容器C4的電容以及輸入電壓檢測信號V (Vin)的電壓來確定。圖6所示的輸入電壓檢測電路61在輸入電壓和輸出電壓的關系為負的系數之下， 對輸入電壓檢測信號V(Vin)進行輸出。即，處于輸入電壓Vin越高，則輸入電壓檢測信號 V(Vin)的電壓越低的關系。由于輸入電壓Vin越高則輸入電壓檢測信號V(Vin)的電壓越低，因此輸入電壓 Vin越高，所述充電時間就越短。(B)若電容器C4的電壓達到高電壓側的閾值VH，則比較器C0MP_H的輸出反相，觸發器FF被置位，通過觸發器FF的Q輸出而Tr2導通。由于在該狀態下充電電流被設定為 2 X ICT,因此流過電容器C4的電流成為ICT-2XICT = -ICT，電容器C4以電流ICT來放電。 因此，此時的放電時間通過電阻器R3、R4的串聯電阻值、電容器C4的電容以及輸入電壓檢測信號V(Vin)的電壓來確定。
由于輸入電壓Vin越高，則輸入電壓檢測信號V (Vin)的電壓就越低，因此，輸入電壓Vin越高則所述放電時間越短。(C)若CT端子的電壓低到低電壓側的閾值VL，則比較器C0MP_L的輸出反相，觸發器FF被復位，通過觸發器FF的Q輸出而Tr2截止，因此再次對電容器C4進行充電。(D)通過重復上述⑶、(C)的動作，以電壓閾值VL VH的振幅在CT端子產生對稱三角波的電壓信號。輸入電壓檢測信號V(Vin)的電壓越高，則對電容器C4的充放電電流(=ICT)就越大，三角波的頻率越高。(E)誤差放大器EA對相對于基準電壓的FB端子的輸入電壓的誤差電壓進行反相放大。因此，DC-DC變換器102的輸出電壓越低于目標值，則誤差放大器EA的輸出電壓就越高。(F)對比較器C0MP_S的非反相輸入端輸入所述三角波的電壓信號，對反相輸入端輸入誤差放大器EA的輸出電壓。并且，從OUT端子輸出比較器C0MP_S的輸出電壓。因此， 對圖6所示的主開關元件Ql進行PWM控制。如此，DC-DC變換器102的輸出電壓被穩定化，并且，以按照DC-DC變換器102的輸入電壓而確定的開關頻率來對主開關元件Ql進行開關。(第三實施方式)在第三實施方式中，示出了到DC-DC變換器的輸入電壓的檢測電路的其它的例子。圖8是第三實施方式的DC-DC變換器103的電路圖。在該DC-DC變換器103中，構成在與變壓器Tl的第三級線圈n3連接的輸出電壓檢測電路60和開關控制電路50的RT端子之間的電路與第二實施方式不同。在所述輸出電壓檢測電路60的扼流線圈Ll的兩端連接有由二極管Dl以及電容器C5形成的峰值充電電路(peak charging circuit)。而且，在電容器C5和電阻器R3、R4 之間連接電阻器R5，使得電容器C5的電壓施加于電阻器R3、R4的連接點。其它的構成與第二實施方式相同。所述二極管Dl以及電容器C5形成的峰值充電電路經由電阻器R5將扼流線圈Ll 的兩端電壓(負電壓)的峰值電壓提供給電阻器R3、R4的連接點。扼流線圈Ll的兩端電壓的峰值與輸入電壓Vin成正比。因此，若將變壓器Tl的初級線圈nl和次級線圈n2的匝數比設為N3/N1，則對電容器C5充電VinXN3/m的電壓。如此，也能構成輸入電壓檢測電路。
權利要求
1.一種直流-直流變換器，具備變壓器，其具有對輸入電壓進行輸入的初級線圈、和對輸出電壓進行輸出的次級線圈；主開關元件，其與所述初級線圈串聯連接；開關控制電路，其對所述主開關元件的導通、斷開進行脈沖寬度調制控制；和整流平滑電路，其與所述次級線圈連接， 所述直流-直流變換器的特征在于，所述直流-直流變換器具有輸入電壓檢測電路，該輸入電壓檢測電路檢測所述輸入電壓，所述開關控制電路具備開關頻率控制電路，該開關頻率控制電路進行控制，使得在輸入電壓低時，降低所述主開關元件的開關頻率，在輸入電壓高時，升高所述主開關元件的開關頻率。
2.根據權利要求1所述的直流-直流變換器，其特征在于， 所述開關頻率控制電路具備三角波振蕩電路，其產生按照流過電阻電路的電流值而變化的頻率的三角波；和根據所述輸入電壓來確定流過所述電阻電路的電流值的電路。
3.根據權利要求1或2所述的直流-直流變換器，其特征在于， 所述變壓器具備第三級線圈，所述輸入電壓檢測電路由整流平滑電路和峰值充電電路構成，其中，所述整流平滑電路與所述第三級線圈連接，并包括扼流線圈，所述峰值充電電路檢測所述扼流線圈的兩端電壓的峰值。
全文摘要
構成降低輸入電壓的高低引起的開關損耗的DC-DC變換器。在電源輸入端子(+Vin)-GND間連接變壓器(T1)的初級線圈(n1)和主開關元件(Q1)的串聯電路。在變壓器的次級線圈(n2)構成由整流側同步整流器(Q2)、換向側同步整流器(Q3)、平滑電容器(C20)及扼流線圈(L2)形成的整流平滑電路。將其輸出電壓提供給與電源輸出端子(+Vout)連接的負載。輸入電壓檢測電路(61)檢測電源輸入端子(+Vin)-GND間電壓，將檢測信號提供給開關控制電路(50)的VIN端子。開關控制電路進行PWM控制使到負載的輸出電壓恒定，且在到VIN端子的輸入電壓低時降低開關頻率，在輸入電壓高時升高開關頻率。
文檔編號H02M3/335GK102386778SQ20111022465
公開日2012年3月21日 申請日期2011年8月5日 優先權日2010年9月3日
發明者世登康宏, 長井淳 申請人:株式會社村田制作所