多電平逆變器的拓撲及恒頻電壓滯環控制的制作方法

專利名稱：多電平逆變器的拓撲及恒頻電壓滯環控制的制作方法
技術領域：
本發明涉及一種DC/DC變換器中的多電平逆變器的拓撲及控制方法，具體是一種開關頻率保持恒定、基于串聯諧振軟開關的多電平逆變器拓撲及電壓滯環控制。
背景技術：
近年來，隨著新一代功率器件(如IGBT、M0SFET等)的廣泛應用，微處理器的速度進一步提高，高頻逆變技術也越來越成熟，為研制一種新型的、高性能的DC/DC變換器創造了條件。高頻化可以使得電力電子裝置小型化、輕量化，但同時開關損耗也會隨之增加，電能效率嚴重下降，電磁干擾增大，所以簡單的提高開關頻率是不行的。對于普通的DC/DC變換器，采用脈沖寬度調制技術(PWM)，開關器件工作于硬開關狀態，電磁干擾較大，開關器件損耗和損壞幾率較大，不利于進一步提高開關頻率，同時也影響了穩定性和效率。針對這些問題，利用諧振為主的輔助換流手段，提出了軟開關技術，解決了電路中的開關損耗和開關噪聲問題，使開關頻率可以大幅度提高。電壓滯環控制是將輸出電壓維持在以參考電壓為中心的滯環寬度內，與其他控制方法相比，由于無需復雜且跟隨慢的反饋環，在開關周期內，瞬態變化發生時即刻響應負載變化，不存在控制信號對采樣信號的明顯滯后現象，瞬態響應時間僅與滯環比較器和驅動電路的延遲有關。電壓滯環控制的精度與滯環的環寬有關，同時還受到開關器件所允許的開關頻率的制約。當環寬較大時，可降低開關頻率，但輸出電壓波動較大，諧波分量高；環寬太小時， 輸出電壓波形雖然較好，卻使開關頻率增大，這是一對矛盾的因素。確定環寬時，應在充分利用開關器件頻率的前提下，選擇盡可能小的環寬。經對現有的技術文獻檢索發現，周俊杰、魏艷君、侯士江《交錯并聯同步Buck轉換器的電壓滯環控制研究》(電力電子技術，2008年第42卷第6期，p78-80)基于交錯技術， 提出了一種新型電壓滯環控制方法。該電壓滯環控制與交錯技術結合，具有電路簡單、無需反饋環路補償、負載瞬態響應以及不限制開關導通時間等優點。但是這種控制方式的開關頻率不固定，跟蹤輸出電壓時，若負載變化，開關頻率會隨之變化，且開關器件導通的占空比難以預料，高頻時對開關器件的驅動難以實現。

發明內容
本發明的目的在于克服上述現有技術中的不足，提出一種基于串聯諧振軟開關的多電平逆變器的電壓滯環控制，在諧振電流過零點切換開關器件，因而開關頻率是恒定的， 由于是軟開關控制，開關頻率可以達到很高，且開關損耗較小。將基于串聯諧振軟開關的多電平逆變器與電壓滯環控制結合起來，可保持開關頻率恒定，易實現輸出電壓的快速、穩定控制。本發明是針對采用高頻多電平逆變器的串聯諧振DC/DC變換器，該變換器拓撲包括逆變器將輸入的穩定直流電壓轉換為多種脈沖電平輸出，用來對串聯諧振的幅度進行調整；串聯諧振電路由外加電容器C與變壓器T1的漏感組成，如果變壓器T1的漏感不足，可外加電感，將逆變器輸出的脈沖電平轉換為正弦波形，以便于變壓器T1升壓或降壓；高頻不可控整流器對高頻正弦電壓整流，得到輸出的直流電壓u。ut。所提出的多電平逆變器拓撲結構有2種，一種稱為單向多電平逆變器，另一種稱為雙向多電平逆變器。普通逆變器為4個開關器件組成的2個橋臂，輸入1種電平，可輸出 3種電平，單向多電平逆變器在普通逆變器前端或后端的一側增加開關管，增加一個開關器件，輸入電平增加一種，輸出電平增加兩種，輸入η種電平，需要一側增加η-1個開關器件， 總共需要η+3個開關器件；雙向多電平逆變器是在普通逆變器的基礎上，前端和后端兩側對稱增加開關器件，增加一對開關器件，輸入電平增加一種，輸出電平增加兩種，輸入η種電平，兩側增加2(η-1)個開關器件，總共需要2 (η+1)個開關器件。本發明是通過以下技術方案實現的，本發明包括以下步驟1、諧振電流的采集和處理通過電流互感器或在串聯諧振電路中串入一個小電阻，以電壓的形式測量得到初始諧振電流IMS—P，初始諧振電流為實際諧振電流的反向，電壓跟隨器將其反向放大得到 Ires_ino將放大后的諧振電流iMS—in的相位前移ts，前移的時間為控制器器、驅動電路及開關器件切換等延遲時間，以保證開關器件在諧振電流過零點時切換狀態。將前移后的諧振電流Ites—s從正弦波形轉換為控制器可識別的脈沖波形Ires通入控制器，以檢測過零點，脈沖波形Im的幅值要與控制器的處理電平相同，處理器的電平一般為3. 3V或5V。2、輸出電壓的采集通過電壓互感器或電阻分壓的方式測量輸出電壓U。ut，采用電阻分壓的方式還需要通過線性光耦將功率電路與控制電路隔離。3、電壓比較值的給定電壓滯環控制分為直接電壓滯環控制和間接電壓滯環控制，直接電壓滯環控制是采集輸出電壓u。ut，直接與給定的電壓比較值進行比較，將結果輸入控制器；間接電壓滯環控制是輸出電壓Uout與給定的參考電壓Uref通過調節器，將其結果與給定的電壓比較值進行比較。直接電壓滯環控制的給定電壓比較值根據給定的參考電壓Uref和滯環的數量、寬度直接決定，隨輸出電壓u。ut的變化而變化；間接電壓滯環控制的給定電壓比較值根據調節器的參數和設定的滯環數量、寬度決定，不因輸出電壓的變化而變化。給定電壓比較值的數量取決于逆變器的輸出電平數，逆變器輸入電平數n，由低到
高分別為un、Ui2、Ui3.....Uin，則逆變器輸出電平數On+1)，由高到低分別為+Uin、+UiIri、
+Uin_2.....+Un、0、-Un、-Ui2、-Ui3.....-Uin，每種狀態輸出一種電平，因此有On+1)種狀態，
按輸出電平由高到低分別稱為+η狀態、+ (η-1)狀態、+ (η-2)狀態.....0狀態、-1狀態、_2
狀態、-3狀態.....-η狀態，給定電壓比較值的數量為2η，滯環的數量為η。對于直接電壓滯環控制，環寬由低到高分別為給定的參考電壓UMf的^ll %、
2h2%.....2hn%，給定電壓比較值由低到高分別為屯，隊，…，U2n，則U1 = (l-hn% )Uref,U2
=(l"hn-i% )Uref, U3 = (l-hn-2% )Uref, · · ·，Un = (1-^% ) Uref，Un+1 = (1+^% ) Uref，Un+2 = (l+h2% ) Uref，Un+3 = (l+h3% )Uref，…，U2n = (l+hn% ) Uref0對于間接電壓滯環控制，設定調節器的輸出穩定在^，環寬由低到高分別為扎的.....2hn%，給定電壓比較值由低到高分別為=UnU2,... ,U2nJlJU1 = (l-hn% )
Ur, U2 = (1^% )Ur，U3 = (l-hn_2% )Ur, . . . ,Un = (I-Ii1 % )Ur，Un+1 = (l+h!% )Ur，Un+2 = (l+h2% )Ur, Un+3 = (l+h3% )Ur, . . . , U2n = (l+hn% )Ur。
4、確定下一個控制狀態 對于直接電壓滯環控制，輸出電壓Uout與給定的電壓比較值進行比較，Uout大于給定的電壓比較值，比較器輸出“1”，Uout小于給定的電壓比較值，比較器輸出“0”，2η個比較結果輸入到控制器中，控制器記錄其中“1”信號的數量為m，m與下一個輸出狀態的和值為n，即m = 0，下一個狀態為+n、m = 1，下一個狀態為+(n_l)、！ιι = 2，下一個狀態為 + (n-2)、. . .、111 = 11，下一個狀態為0、111 = 11+1，下一個狀態為-1、111 = 11+2，下一個狀態為-2、 m = n+3,下一個狀態為-3、. . .、m = 2n，下一個狀態為-η。對于間接電壓滯環控制，調節器的輸出電壓U。ute與給定的電壓比較值進行比較， U。ute大于給定的電壓比較值，比較器輸出“1”，υ—小于給定的電壓比較值，比較器輸出 “0”，2n個比較結果輸入到控制器中，控制器記錄其中“ 1，，信號的數量為m，m與下一個輸出狀態的差值為n，即m= 2n，下一個狀態為+n、m = 2n-l，下一個狀態為+(n-l)、m = 2n_2，
下一個狀態為+ (n-2).....m = n，下一個狀態為0、m = n_l，下一個狀態為_l、m = n_2，下
一個狀態為_2、m = n-3，下一個狀態為-3.....m = 0，下一個狀態為-η。除此之外，還需對諧振電流和電容器C的電壓進行限制，設定最高限值，若兩者有其一超過設定的限值，下一個輸出狀態強制為零狀態或負狀態，若兩者都超過設定的限值， 下一個輸出狀態強制為負狀態，以保護開關器件，防止過電流和過電壓。另外，比較器輸出的脈沖信號的幅值要與控制器的處理電平相同，控制器的處理電平一般為3. 3V或5V。5、輸出開關控制信號輸入到控制器中的信號有前移后變為脈沖波形的諧振電流信號Ires，滯環比較的 2η個結果，根據滯環比較的結果確定下一個狀態，將的半周期整數倍作為確定狀態的觸發信號，根據下一個狀態輸出開關器件的驅動信號，Ires的半周期為開關器件切換狀態的觸發信號。根據開關器件不同的導通方式，多電平逆變器的輸出有3種基本狀態，分別為正狀態、零狀態、負狀態。正狀態是多電平逆變器輸出的脈沖電壓方向與諧振電流方向相同， 對諧振電流起到增強作用；零狀態是多電平逆變器輸出脈沖電壓為零，諧振電路形成回路， 諧振電流僅受負載影響；負狀態是多電平逆變器輸出的脈沖電壓方向與諧振電流方向相反，使得諧振電流減弱。同一狀態，諧振電流的方向不同相應的多電平逆變器的輸出電平方向也要隨之改變，開關器件對應不同的導通方式。在諧振電流的過零點切換開關器件的狀態，以使得開關損耗為零，且開關頻率與串聯諧振頻率始終保持相同。零狀態時，多電平逆變器的基本4個開關器件輪流導通兩個上橋臂或兩個下橋臂，考慮到開關器件的使用壽命，不易一直導通兩個上橋臂或兩個下橋臂。如果開關器件反并聯快速二極管，也可根據諧振電流的方向導通基本4個開關器件中的一個，利用相應的一個快速二極管替代與之并聯的開關器件導通形成回路。對于負狀態，若多電平逆變器中的開關器件都反并聯了快速二極管，可關閉所有的開關器件，任由諧振電路根據自身能量選擇導通的快速二極管形成通路，此種控制方法簡單，但是η種負狀態無法確定控制。若要控制負狀態，必須通過導通開關器件的方式，對于不同的諧振電流方向，某個負狀態導通的開關器件是不同的。對于單向多電平逆變器，只有一側增加了開關器件，以增加輸入的電平數量，對于兩個方向的諧振電流，控制開關器件導通時只能通過“互補”的方式。基本的4個開關器件為S11^2PSuj2M Sih和組成一個橋臂，Sa和、組成一個橋臂，Sih和Sil為兩個上橋臂，
在前側增加開關器件S3A4A5.....S(n+1)，輸入的電平數為n，以H點流向L點為諧振電流正
方向，對于_t(l彡t彡n-1)狀態，增加的輸入電平為-Ui(n+2_t)，諧振電流為負時，開關器件St 和Sa導通，或開關器件St和Sa反并聯的快速二極管Da導通，向諧振電路輸出-Ui(n+2_t)電平，而諧振電流為正時，無法通過開關器件St的導通來輸出-Ui(n+2_t)電平，開關器件St和Sa 導通，或開關器件St和Sa反并聯的快速二極管Da導通，向諧振電路輸出Ui(n+2_t)-Uin電平， 因此，對于諧振電流為正的_t狀態，必須導通與開關器件St互補的那個開關器件Sn+4_t，并同時導通開關器件S。或與S。反并聯的快速二極管Du向諧振電路輸出Ui(t_2)-Uin電平，若要效果相同，電平Ui(t_2)與Ui(n+2_t)必須互補，即兩者之和為Uin，對于每種負狀態都可以采用 “互補”的導通方式，要求各狀態輸入的電平具有等差的線性關系，即Ui2 = 2Un、Ui3 = 3Un、
Ui4 = 4Un.....Uin = nUilo對于后側的單向多電平逆變器，控制負狀態，也通過“互補”的
導通方式。對于雙向多電平逆變器，在兩側對稱增加開關器件，前側增加S3H、S4H、S5H.....
S(n+1)H，后側增加&L、S4L, S5L.....S(n+1)L，對于-t(l彡t彡n-1)狀態，增加的輸入電平為
Ui(n+2-t)，Sta和Stt輸入的電平都為ui(n+2_t)，諧振電流為負時，開關器件和、導通，或開關器件和、反并聯的快速二極管Da導通，向諧振電路輸出-Ui(n+2_t)電平，諧振電流為正時，開關器件、和導通，或開關器件Stt和反并聯的快速二極管D2h導通，向諧振電路輸出-Ui(n+2_t)電平。對于雙向的多電平逆變器，各狀態輸入的電平不要求具有等差的線性關系。對于正狀態，單向多電平逆變器仍需采用“互補”的導通方式，各狀態輸入的電平要求具有等差的線性關系，對于t(l彡t彡n-1)狀態，增加的輸入電平為Ui(n+2_t)，諧振電流為正時，開關器件St和、導通，向諧振電路輸出Ui(n+2_t)電平，諧振電流為負時，導通與開關器件St互補的開關器件Sn+4_t，并同時導通開關器件Su向諧振電路輸出Ui(n+2_t)電平；雙向多電平逆變器對于t (1彡t彡n-1)狀態，諧振電流為正時，開關器件和Sa導通，向諧振電路輸出Ui(n+2_t)電平，諧振電流為負時，導通開關器件Sa和&H，向諧振電路輸出Ui(n+2_t)電平。對于+η狀態，諧振電流為正，開關器件Sih和、導通，諧振電流為負，開關器件S1L 和S2h導通；-η狀態時，諧振電流為正，開關器件Sa和導通，如果開關器件反并聯快速二極管，也可由快速二極管Da和D2h自行導通，諧振電流為負，開關器件Sih和、導通，或由快速二極管Dih和自行導通。基于諧振軟開關技術的采用多電平逆變器的DC/DC變換器在諧振電流過零點時切換開關器件的通斷，消除了開關損耗，另外，多個開關器件并聯在一起作為一個開關閥， 可以達到均壓和均流的效果，彌補MOSFET或IGBT的容量。與現有技術相比，本發明具有以下有益效果第一、消除了開關損耗；第二、控制快速、簡單；第三、開關器件頻率恒定；第四、在諧振電流過零點時切換開關器件的狀態，達到了很好的均壓和均流效果，便于對開關器件并聯增容；第五、所需要的控制器I/O引腳很少，一個控制器可控制多個該DC/DC變換器。


圖1為采用前側單向多電平逆變器的DC/DC變換器拓撲，(a)中開關器件反并聯了快速二極管，通過控制開關器件和快速二極管以切換控制狀態，(b)中僅控制開關器件對控制狀態進行切換；圖2為采用雙向多電平逆變器的DC/DC變換器拓撲，其中開關器件反并聯了快速二極管，通過控制開關器件和快速二極管以切換控制狀態；圖3為前側多電平逆變器的+t狀態，(a)為諧振電流為正時的導通方式，(b)為諧振電流為負時的“互補”導通方式；圖4為前側多電平逆變器的零狀態，(a)為諧振電流為正時的導通方式，(b)為諧振電流為負時的導通方式；圖5為前側多電平逆變器的_t狀態，(a)為諧振電流為負時的導通方式，(b)為諧振電流為正時的“互補”導通方式；圖6為雙向多電平逆變器的+t狀態，(a)為諧振電流為正時的導通方式，(b)為諧振電流為負時的導通方式；圖7為雙向多電平逆變器的零狀態，(a)為諧振電流為負時的導通方式，(b)為諧振電流為正時的導通方式；圖8為雙向多電平逆變器的_t狀態，(a)為諧振電流為負時的導通方式，(b)為諧振電流為正時的導通方式；圖9為五電平逆變器增加容量的拓撲結構，每個開關閥由3個開關器件組成；圖10為五電平逆變器的5種工作狀態，1-逆變器的輸出電平，2-諧振電流，其中， I為+2狀態，II為-2狀態，III為零狀態，IV為+1狀態，V為-1狀態；圖11為采用三電平逆變器的DC/DC變換器的直接電壓滯環控制的結構圖；圖12為采用三電平逆變器的DC/DC變換器的間接電壓滯環控制的結構圖；圖13為采用三電平逆變器的DC/DC變換器的直接電壓滯環控制的控制時序。圖14為采用三電平逆變器的DC/DC變換器的間接電壓滯環控制的控制時序。
具體實施例方式下面結合附圖對本發明的實施例作詳細說明本實施例在以本發明技術方案為前提下進行實施，給出了詳細的實施方式和過程，但本發明的保護范圍不限于下述的實施例。 因此，應當明白，所附的權利要求意欲涵蓋落入本發明的真實精神的所有這些修改和改變。如圖11、12所示，采用三電平逆變器的DC/DC變換器的電壓滯環控制，圖11為直接電壓滯環控制，圖12為間接電壓滯環控制。所采用的三電平逆變器由4個開關器件反并聯快速二極管組成，開關器件為3111、5211、5&、、，分別反并聯的快速二極管為0111、0211、0^0%， 開關器件Sih和組成一個橋臂，開關器件Sa和Sa組成一個橋臂，開關器件Sih和Sa為兩個上橋臂，開關器件S2h和Sa為兩個下橋臂。三電平逆變器的3種控制狀態分別為+1狀態、0狀態、-1狀態，以H點流向L點為正諧振電流，3種狀態的開關導通方式為(1)諧振電流為正時，+1狀態是導通開關器件Sih 和、；諧振電流為負時，+1狀態是導通開關器件Sm和&H。(2)通過開關器件與快速二極管的組合導通方式，諧振電流為正時，0狀態是導通開關器件Sih和快速二極管Da或開關器件Sa和快速二極管D2h ；諧振電流為負時，0狀態是導通開關器件Sa和快速二極管Dih或開關器件S2h和快速二極管Da。同時導通兩個上臂開關器件Sih和Su或兩個下臂開關器件 S2H和 ^，諧振電流為正或負時，諧振電路都能形成回路，對于依次出現的0狀態，輪流導通兩個上臂開關器件和兩個下臂開關器件。(3)開關器件全部關斷，-1狀態將根據諧振電流的方向自行導通快速二極管形成回路，諧振電流為正時，快速二極管Dm和D2h自行導通，諧振電流為負時，快速二極管D11^n Da自行導通。或通過開關器件與快速二極管組合的方式導通，諧振電流為正時，開關器件和快速二極管、導通，或開關器件Sa和快速二極管 D2h導通；諧振電流為負時，開關器件Sih和快速二極管Da導通，或開關器件和快速二極管Dih導通；或直接導通2個開關器件，諧振電流為正時，開關器件S。和導通，諧振電流為負時，開關器件、和Sih導通。直接電壓滯環控制的步驟為1、諧振電流的采樣和處理在串聯諧振電路中串入一個小電阻R，變壓器T2將功率電路與控制電路隔離，以電壓的形式測量得到初始諧振電流Ires—P，初始諧振電流為實際諧振電流的反向，電壓跟隨器將其反向放大得到in。將放大后的諧振電流in的相位前移ts，前移的時間為控制器、驅動電路及開關器件切換等的延遲時間，以保證開關器件在諧振電流為零時切換狀態。 檢測前移后的諧振電流IMS—S的過零點，將諧振電流從正弦波形轉換為控制器可識別的脈沖波形Ires通入處理器，脈沖波形Ims的幅值要與控制器的處理電平相同，處理器采用CPLD/ FPGA，處理電平為3. 3V。2、輸出電壓的采集通過電阻分壓的方式測量輸出電壓U。ut，線性光耦將功率電路與控制電路隔離。3、電壓比較值的給定根據給定的參考電壓Uref確定兩個電壓比較值U1和U2，且U2 > U1,滯環的比例為參考電壓 Uref 的 0. 5%，即 U2 = 1. OOOTref，U1 = 0. 995Uref。4、確定下一個控制狀態輸出電壓Uout與U1的比較結果為Cl，Uout大于U1, C1為“1”，Uout小于U1, C1為“0”; 輸出電壓隊㈣與隊的比較結果為c2，u。ut大于U2, (32為“1”，u。ut小于U2, ￡2為“0”。C1為 “1”，C2為“1”，下一個輸出狀態為-1狀態；c2為“0”，C1為“1”，下一個輸出狀態為0狀態； cH ￡2為“0”，下一個輸出狀態為+1狀態；￡2為“0”，C1為“1”，理論上U2 > U1，不可能出現這種結果，若出現這種情況，認為是控制電路異常，下一個輸出狀態強制為0或-1狀態。另外，需限制諧振電流‘“的絕對值IiresjJ和電容器C的電壓U。絕對值|u。|，設定
Wp的最高值為Ulres，IucI的最高值為u。—limit，若兩者同時超過設定值，下一個輸出狀態強制為-1狀態，若兩者之一超過設定值，下一個輸出狀態強制為O或-1狀態，具體視C1和 C2的結果而定，若C1和C2的結果判定下一個輸出狀態為+1狀態，則強制為0狀態，若C1和 C2的結果判定下一個輸出狀態為0狀態，則強制為-1狀態。5、輸出開關控制信號
下一個控制狀態的決策周期為諧振電流半周期的整數倍，開關器件的切換周期為諧振電流的半周期，如圖13為采用三電平逆變器的DC/DC變換器的直接電壓滯環控制的時序，決策周期和開關器件的切換周期同為諧振電流的半周期，根據上述得到的下一個輸出狀態，在諧振電流Ims的過零點切換控制狀態，并輸出開關控制信號。間接電壓滯環控制的步驟為1、諧振電流的采樣和處理在串聯諧振電路中串入一個小電阻R，變壓器T2將功率電路與控制電路隔離，以電壓的形式測量得到初始諧振電流Ires—P，初始諧振電流為實際諧振電流的反向，電壓跟隨器將其反向放大得到in。將放大后的諧振電流in的相位前移ts，前移的時間為控制器、驅動電路及開關器件切換等的延遲時間，以保證開關器件在諧振電流為零時切換狀態。 檢測前移后的諧振電流IMS—S的過零點，將諧振電流從正弦波形轉換為處理器可識別的脈沖波形Ires通入控制器，脈沖波形Ims的幅值要與控制器的處理電平相同，處理器采用CPLD/ FPGA，處理電平為3. 3V。2、輸出電壓的采集通過電阻分壓的方式測量輸出電壓U。ut，線性光耦將功率電路與控制電路隔離。3、電壓比較值的給定調節器器采用PI調節器，設定輸出電壓U。ut穩定時PI調節器的輸出參考為Ur,根據參考電壓Ur確定兩個電壓比較值Upu和，且> ，滯環的環寬為參考電壓Ur的 0. 5%, Bp Upi2 = 1. 005Ur, Upil = 0. 995Ur。4、確定下一個控制狀態PI調節器輸出結果&與Upil的比較結果為C1Wpi大于Upil，Cl為“l，，，Upl小于Upil， C1 為 “0” ；Upi 與 Upi2 的比較結果為 c2，Upi 大于 Upi2，C2 為 “1”，Upi 小于 Upi2，C2 為 “0”。C1 為 “1”，C2為“1”，下一個輸出狀態為+1狀態；c2為“0”，C1為“1”，下一個輸出狀態為0狀態； C1為“0”，C2為“0”，下一個輸出狀態為-1狀態；c2為“0”，C1為“1”，理論上Upi2 > Upil，不可能出現這種結果，若出現這種情況，認為是控制電路異常，下一個輸出狀態強制為0或-1 狀態。另外，需限制諧振電流5的絕對值|ires—ρ|和電容器C的電壓U。絕對值|u。|，設定
Wp的最高值為Ulres，IucI的最高值為u。—limit，若兩者同時超過設定值，下一個輸出狀態強制為-1狀態，若兩者之一超過設定值，下一個輸出狀態強制為O或-1狀態，具體視C1和 C2的結果而定，若C1和C2的結果判定下一個輸出狀態為+1狀態，則強制為0狀態，若C1和 C2的結果判定下一個輸出狀態為0狀態，則強制為-1狀態。5、輸出開關控制信號下一個控制狀態的決策周期為諧振電流半周期的整數倍，開關器件的切換周期為諧振電流的半周期，如圖14為采用三電平逆變器的DC/DC變換器的間接電壓滯環控制的時序，決策周期和開關器件的切換周期同為諧振電流的半周期，根據上述得到的下一個輸出狀態，在諧振電流Ims的過零點切換控制狀態，并輸出開關控制信號。
權利要求
1.一種開關頻率恒定、基于串聯諧振軟開關的多電平逆變器拓撲及電壓滯環控制，包括多電平逆變器的拓撲結構和電壓滯環控制方法，其中，多電平逆變器分為單向多電平逆變器和雙向多電平逆變器，電壓滯環控制分為直接電壓滯環控制和間接電壓滯環控制。
2.根據權利要求1所述的多電平逆變器，其特征是，多電平逆變器拓撲結構有2種，一種稱為單向多電平逆變器，另一種稱為雙向多電平逆變器，單向多電平逆變器在普通逆變器前端或后端的一側增加開關器件，增加一個開關器件，輸入電平增加1種，輸出電平增加 2種，輸入η種電平，需要一側增加η-1個開關器件，總共需要η+3個開關器件；雙向多電平逆變器是在普通逆變器的前端和后端兩側對稱增加開關器件，增加一對開關器件，輸入電平增加1種，輸出電平增加2種，輸入η種電平，兩側增加2(η-1)個開關器件，總共需要 2(η+1)個開關器件。
3.根據權利要求1所述的電壓滯環控制，其特征是，包括以下步驟(1)諧振電流的采集和處理通過電流互感器或在串聯諧振電路中串入一個小電阻，以電壓的形式測量得到初始諧振電流IMS—P，初始諧振電流為實際諧振電流的反向，電壓跟隨器將其反向放大得到in。 將放大后的諧振電流in的相位前移ts，前移的時間為控制器器、驅動電路及開關器件切換等延遲時間，以保證開關器件在諧振電流過零點時切換狀態，將前移后的諧振電流s 從正弦波形轉換為控制器可識別的脈沖波形Im通入控制器，以檢測過零點，脈沖波形Ires 的幅值要與控制器的處理電平相同，處理器的電平為3. 3V或5V。(2)輸出電壓的采集通過電壓互感器或電阻分壓的方式測量輸出電壓Uout,采用電阻分壓的方式還需要通過線性光耦將功率電路與控制電路隔離。(3)電壓比較值的給定電壓滯環控制分為直接電壓滯環控制和間接電壓滯環控制，直接電壓滯環控制是采集輸出電壓Uout，直接與給定的電壓比較值進行比較，將結果輸入控制器；間接電壓滯環控制是輸出電壓Uout與給定的參考電壓Uref通過調節器，將其結果與給定的電壓比較值進行比較，比較器輸出的脈沖信號的幅值要與控制器的處理電平相同，控制器的處理電平為3. 3V 或5V。(4)確定下一個控制狀態對于直接電壓滯環控制，輸出電壓U。ut與給定的電壓比較值進行比較，U。ut大于給定的電壓比較值，比較器輸出“1”，Uout小于給定的電壓比較值，比較器輸出“0”，2n個比較結果輸入到控制器中，控制器記錄其中“1”信號的數量為m(0 < m < 2η)，m與下一個輸出狀態的和值為η ；對于間接電壓滯環控制，調節器的輸出電壓Uoutr與給定的電壓比較值進行比較，Uoutr大于給定的電壓比較值，比較器輸出“1”，Uoutr小于給定的電壓比較值，比較器輸出 “0”，2η個比較結果輸入到控制器中，控制器記錄其中“ 1，，信號的數量為m，m與下一個輸出狀態的差值為η ；除此之外，還需對諧振電流和電容器C的電壓進行限制，設定最高限值，若兩者有其一超過設定的限值，下一個輸出狀態強制為零狀態或負狀態，若兩者都超過設定的限值，下一個輸出狀態強制為負狀態，以保護開關器件，防止過電流和過電壓。(5)輸出開關控制信號輸入到控制器中的信號有前移后變為脈沖波形的諧振電流信號IMS，滯環比較的2η個結果，根據滯環控制所比較的結果確定下一個狀態，將Ims的半周期整數倍作為確定狀態的觸發信號，根據下一個狀態輸出開關器件的驅動信號，Ires的半周期為開關器件切換狀態的觸發信號。
4.根據權利要求3所述的電壓滯環控制，其特征是，給定電壓比較值的數量取決于逆變器的輸出電平數，逆變器輸入電平數n，輸出電平數On+1)，每種狀態輸出一種電平，因此有On+1)種狀態，給定電壓比較值的數量為2η，滯環的數量為η。
5.根據權利要求3所述的電壓滯環控制，其特征是，直接電壓滯環控制的給定電壓比較值根據給定的參考電壓Uref和滯環的數量、寬度直接決定，隨輸出電壓Uout的變化而變化；間接電壓滯環控制的給定電壓比較值根據調節器的參數和設定的滯環數量、寬度決定， 不因輸出電壓的變化而變化。
6.根據權利要求2所述的多電平逆變器，其特征是，根據開關器件不同的導通方式，多電平逆變器的輸出有3種基本狀態，分別為正狀態、零狀態、負狀態，正狀態是多電平逆變器輸出的脈沖電壓方向與諧振電流方向相同，對諧振電流起到增強作用；零狀態是多電平逆變器輸出脈沖電壓為零，諧振電路形成回路，諧振電流僅受負載影響；負狀態是多電平逆變器輸出的脈沖電壓方向與諧振電流方向相反，使得諧振電流減弱。
7.根據權利要求3所述的電壓滯環控制，其特征是，零狀態時，多電平逆變器的基本4 個開關器件輪流導通兩個上橋臂或兩個下橋臂，考慮到開關器件的使用壽命，不易一直導通兩個上橋臂或兩個下橋臂。如果開關器件反并聯快速二極管，也可根據諧振電流的方向導通基本4個開關器件中的一個，利用相應的一個快速二極管替代與之并聯的開關器件導通形成回路。
8.根據權利要求3所述的電壓滯環控制，其特征是，對于負狀態，若多電平逆變器中的開關器件都反并聯了快速二極管，可關閉所有的開關器件，任由諧振電路根據自身能量選擇導通的快速二極管形成通路，此種控制方法簡單，但是η種負狀態無法確定控制，若要控制負狀態，必須通過導通開關器件的方式，對于不同的諧振電流方向，某個負狀態導通的開關器件是不同的對于單向多電平逆變器，只有一側增加了開關器件，以增加輸入的電平數量，對于兩個方向的諧振電流，控制開關器件導通時只能通過“互補”的方式，對于某負狀態，諧振電流為負時，對應的開關器件導通，諧振電流為正時，與之互補的開關器件導通，對于每種負狀態都可采用“互補”的導通方式，要求各狀態輸入的電平具有等差的線性關系； 對于雙向多電平逆變器，在兩側對稱增加開關器件，對于某負狀態，諧振電流為負時，相應的前側開關器件導通，諧振電流為正時，相應的后側開關器件導通，各狀態輸入的電平不要求具有等差的線性關系。
9.根據權利要求3所述的滯環電壓控制，其特征是，對于正狀態，單向多電平逆變器仍需采用“互補”的導通方式，各狀態輸入的電平要求具有等差的線性關系，對于某正狀態，諧振電流為正時，相應的開關器件導通，諧振電流為負時，與之互補的開關器件導通；雙向多電平逆變器對于正狀態，諧振電流為正時，前側相應的開關器件導通，諧振電流為負時，后側相應的開關器件導通。
10.根據權利要求2所述的多電平逆變器，其特征是，在諧振電流的過零點切換開關器件的狀態，以使得開關損耗為零，且開關頻率與串聯諧振頻率始終保持相同，多個開關器件并聯在一起作為一個開關閥，可以達到均壓和均流的效果，彌補高頻開關器件MOSFET或IGBT的容量。
全文摘要
一種開關頻率恒定、基于串聯諧振軟開關的多電平逆變器拓撲及電壓滯環控制，包括多電平逆變器的拓撲和電壓滯環控制，其中，多電平逆變器分為單向多電平逆變器和雙向多電平逆變器，單向多電平逆變器在一側增加開關器件，同一狀態不同的諧振電流方向采取“互補”的導通方式，雙向多電平逆變器在兩側增加開關器件，易于控制；電壓滯環控制分為直接電壓滯環控制和間接電壓滯環控制，直接電壓滯環控制以輸出電壓為比較對象；間接滯環控制以調節器的輸出為比較對象。基于多電平逆變器的電壓滯環控制可實現輸出電壓的快速、穩定控制，可用于高頻的DC/DC變換器。
文檔編號H02M7/483GK102201754SQ20111010558
公開日2011年9月28日 申請日期2011年4月26日 優先權日2011年4月26日
發明者劉闖 申請人:劉闖