專利名稱：一種交替移相脈沖寬度調(diào)制波控制方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及開關(guān)變換器的脈沖寬度調(diào)制波控制方法，尤其是用于兩相交錯并聯(lián)的 倍壓Boost變換器的交替移相脈沖寬度調(diào)制波控制方法。
背景技術(shù)：
高升壓比DC-DC變換器廣泛應(yīng)用于電動汽車、新能源發(fā)電、不間斷電源等領(lǐng)域，其 高直流增益通常由高頻變壓器、耦合電感和開關(guān)電容等方法來實(shí)現(xiàn)。一些在傳統(tǒng)基本變換 電路基礎(chǔ)上結(jié)合開關(guān)電容的混合型變換器，顯示出高變換效率、低電壓應(yīng)力、輕便和低成本 等優(yōu)點(diǎn)，如兩相交錯并聯(lián)倍壓Boost變換器是其典型代表。圖1是兩相交錯并聯(lián)倍壓Boost 變換器主電路與控制系統(tǒng)框圖，其中電感Li、開關(guān)管Tl與二極管D1，和電感L2、開關(guān)管T2 與二極管D2分別組成該變換器的兩個并聯(lián)Boost變換單元，電容CM1、二極管DMl和電容 CM2、二極管DM2組成的兩個開關(guān)電容倍壓電路為每個變換單元提供一級增壓功能。通常， 該變換器的兩個Boost變換單元采用傳統(tǒng)的移相角為π的脈沖寬度調(diào)制(PWM)波控制，即 其開關(guān)管互差半個開關(guān)周期(Τ/2)交替工作，如圖2(a)所示。在正常工作條件下，該變換 器采用交錯并聯(lián)方式分散了變換功率和電流、減小了輸入電流和輸出電壓的紋波，采用倍 壓電容使其輸出電壓為相同占空比條件下普通Boost變換器的兩倍，并且倍壓電容和開關(guān) 管的電壓應(yīng)力僅為輸出電壓的一半。上述特性使該變換器在大容量、高升壓比、非隔離直流 變換電路中具有吸引力。但是，采用傳統(tǒng)的移相角為π的脈沖寬度調(diào)制(PWM)波控制，兩相并聯(lián)Boost變 換器在輕載時會進(jìn)入電流斷續(xù)模式(DCM)而出現(xiàn)運(yùn)行性能下降的問題。因?yàn)樵贒CM下，開 關(guān)占空比D將隨著負(fù)載的減輕而變小。當(dāng)開關(guān)占空比D小于一個臨界值時，倍壓電容電壓 將隨D減小而下降，造成變換器開關(guān)電壓應(yīng)力的上升、損耗增加等問題。這在許多輕載運(yùn)行 難以避免的應(yīng)用場合，如不間斷電源等領(lǐng)域，限制了該類變換器的使用或性能發(fā)揮。因此， 有必要采用合適的控制方式解決變換器的輕載運(yùn)行問題。解決輕載問題的常規(guī)方法主要有
(1)增加輸入電感或提高開關(guān)頻率。但該方法易受器件性能限制，并且不能徹底解決變 換器的輕載運(yùn)行問題。(2)增加交錯并聯(lián)相數(shù)。但該方法增加了元件數(shù)量，且仍不能從根本上解決輕載問題。(3)采用間歇控制。但該方法會引入較大的輸入電流和輸出電壓紋波，并且可能引
起音頻噪聲。
發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的目的是提供一種交替移相脈沖寬度調(diào)制波控制方法，控制兩相交錯并聯(lián) 倍壓Boost變換器的運(yùn)行，克服現(xiàn)有方法在輕載條件下所出現(xiàn)的倍壓電容電壓下降而造成 開關(guān)管電壓應(yīng)力增加的問題，并且避免變換器主電路元件數(shù)量和成本增加、或電壓和電流紋波、噪音等運(yùn)行性能的明顯下降，維持其高升壓比、開關(guān)管電壓應(yīng)力低等特性。本發(fā)明的交替移相脈沖寬度調(diào)制波控制方法，包括兩相交錯并聯(lián)倍壓Boost變換 器主電路、用于輸入與輸出電壓電流測量的檢測電路、用于開關(guān)占空比計(jì)算和脈沖寬度調(diào) 制(PWM)波形發(fā)生的控制器、以及按照PWM信號控制變換器開關(guān)管工作的驅(qū)動電路，其中變 換器主電路包含相同結(jié)構(gòu)的兩個交錯并聯(lián)的倍壓Boost變換單元及其公共直流輸入電源、 直流輸出電容與負(fù)載，每個變換單元的輸入電感和輸出二極管間串聯(lián)了用于輸出倍壓的有 極性的倍壓電容，其負(fù)極通過倍壓二極管連接到另一個變換單元的倍壓電容正極，其特征 是用于開關(guān)占空比計(jì)算和脈沖寬度調(diào)制(PWM)波形發(fā)生的控制器在占空比大于和等于0.5 時或是在電感電流連續(xù)模式運(yùn)行時，以固定相移η角度的方式給兩個倍壓Boost變換單元 的開關(guān)管提供脈沖寬度調(diào)制波開關(guān)指令信號，在占空比小于0. 5并且電感電流斷續(xù)模式運(yùn) 行時，采用隨開關(guān)占空比而變化的浮動移相角2DJI，以逐個開關(guān)周期交換相序的交替移相 方式給兩個倍壓Boost變換單元的開關(guān)管提供脈沖寬度調(diào)制波開關(guān)指令信號，控制變換器 開關(guān)管的導(dǎo)通與關(guān)斷。本發(fā)明的方法解決了兩相交錯并聯(lián)倍壓Boost變換器的運(yùn)行中的輕載問題，變換 器可以在較小的占空比條件下工作于DCM模式，功率開關(guān)的電壓應(yīng)力受到了限制，使變換 器在實(shí)現(xiàn)高升壓比的同時選用工作電壓較低的開關(guān)器件，從而優(yōu)化系統(tǒng)設(shè)計(jì)，提高變換器 的效率和性能。本發(fā)明的控制方法簡單可行，相比于傳統(tǒng)的輕載問題解決方法，輸入電流紋波和 輸出電壓紋波減小，并且開關(guān)在恒定開關(guān)頻率工作，無需額外元器件或使用間歇控制，也避 免了噪音和成本增加等問題。因而比傳統(tǒng)控制方法更加簡單、有效。在系統(tǒng)性能改善，降低 控制系統(tǒng)成本的同時還提高了系統(tǒng)可靠性。本發(fā)明適用于以M0SFET、IGBT等半導(dǎo)體器件為功率開關(guān)的DC-DC直流變換器，用 于太陽能、燃料電池發(fā)電以及電動汽車功率變換器等各種電源系統(tǒng)。
圖1是兩相交錯并聯(lián)倍壓Boost變換器主電路與控制系統(tǒng)框圖2(a)是現(xiàn)有的兩相交錯并聯(lián)倍壓Boost變換器開關(guān)管PWM指令波形圖，開關(guān)指令 Si、S2為高電平時對應(yīng)開關(guān)管導(dǎo)通，為零時對應(yīng)開關(guān)管關(guān)斷，兩相開關(guān)PWM波相位先后差 沉角，也即時間差半個開關(guān)周期(T/2)。圖2(b)是采用本發(fā)明方法的兩相交錯并聯(lián)倍壓Boost變換器開關(guān)管PWM指令波 形圖，兩相開關(guān)PWM波移相2D π角，也即時間差等于DT，并且在各開關(guān)周期中交替改變先后 順序。圖3 (a)是變換器在傳統(tǒng)控制方式下工作于DCM時獲得的實(shí)驗(yàn)波形。圖3(b)是變換器采用本發(fā)明方法時工作于DCM時獲得的實(shí)驗(yàn)波形。圖4是采用本發(fā)明的交替移相脈沖寬度調(diào)制波形控制方法的具體圖例。
具體實(shí)施例方式圖1是兩相交錯并聯(lián)倍壓Boost變換器主電路與控制系統(tǒng)框圖，包括兩相交錯并 聯(lián)倍壓Boost變換器主電路、用于輸入與輸出電壓電流測量的檢測電路、用于開關(guān)占空比計(jì)算和脈沖寬度調(diào)制(PWM)波形發(fā)生的控制器、以及按照PWM信號控制變換器功率開關(guān)的 驅(qū)動電路，其中變換器主電路包含相同結(jié)構(gòu)的兩個交錯并聯(lián)的倍壓Boost變換單元及其公 共直流輸入電源Vin、直流輸出電容Co與負(fù)載Ro，第一個倍壓Boost變換單元的輸入電感 Ll和輸出二極管Dl間串聯(lián)了用于輸出倍壓的有極性的倍壓電容CM1，第二個倍壓Boost變 換單元的輸入電感L2和輸出二極管D2間串聯(lián)了用于輸出倍壓的有極性的倍壓電容CM2，倍 壓電容CMl負(fù)極通過倍壓二極管DMl連接到另一個變換單元的倍壓電容CM2正極，倍壓電 容CM2負(fù)極通過倍壓二極管DM2連接到另一個變換單元的倍壓電容CMl正極。本發(fā)明的工作原理說明如下
在傳統(tǒng)的控制模式下，當(dāng)兩相交錯并聯(lián)倍壓Boost變換器工作于DCM模式并且占空比 D小于0.5時，會出現(xiàn)兩個開關(guān)管同時關(guān)斷的狀態(tài)，此時電感儲能將通過倍壓電容和輸出二 極管向輸出端釋放，并伴隨著倍壓電容的放電。由于給倍壓電容充電的能量來源是另一相 變換單元的電感儲能，并且充電是在該倍壓電容所在變換單元的開關(guān)管導(dǎo)通時才能實(shí)現(xiàn)， 而此前兩個開關(guān)管同時關(guān)斷時另一相變換單元的電感儲能向輸出端釋放。因此，伴隨著D 的繼續(xù)減小，開關(guān)管導(dǎo)通給電感充磁的時間減小，而兩個開關(guān)管同為斷態(tài)的時間增加，將造 成倍壓電容放電時間增加而充電的電感剩余能量下降。當(dāng)D減小至某特定值時可造成給倍 壓電容充電的剩余電感能量不足以補(bǔ)償倍壓電容的放電量，變換電路無法維持正常穩(wěn)態(tài)運(yùn) 行，此時，倍壓電容的電壓將下降到較低的值，造成開關(guān)管電壓應(yīng)力同步上升。在假定倍壓 電容充放電過程無損耗的理想條件下，保持倍壓電容電壓為輸出電壓一半的最小臨界占空
比Dm如下式所示，其中η為變換器輸出電壓與輸入電壓之比。
- η_2
m 2( -1/2)在電流斷續(xù)模式(DCM)下，為維持倍壓電容電壓為輸出電壓的一半，必須限制兩 只開關(guān)管同時關(guān)斷所持續(xù)的時間。本發(fā)明的交替移相控制脈沖寬度調(diào)制控制方法，就是當(dāng) D<0. 5并且變換器DCM運(yùn)行時將兩相變換單元之間的移相角從固定值π縮小為2Dji (按時 間計(jì)算的相位差從Τ/2縮小為開關(guān)管的導(dǎo)通時間DT)，即在前一相開關(guān)關(guān)斷后另一相開關(guān) 隨即開通，從而使前一相電感存儲的能量優(yōu)先轉(zhuǎn)移到后一相的倍壓電容中，然后通過交換 兩相先后次序的方法，在兩個開關(guān)周期(T)內(nèi)使兩相變換單元的開關(guān)管交替先后導(dǎo)通，使 兩相變換單元的倍壓電容得到平衡補(bǔ)充電，維持電壓均衡并且不下降，從而使各個功率開 關(guān)有一個較低的電壓應(yīng)力。當(dāng)D<0. 5并且變換器DCM運(yùn)行時，采用本發(fā)明的方法，兩相交錯并聯(lián)倍壓Boost變 換器開關(guān)管PWM指令波形參見圖2 (b)。采用本發(fā)明的方法的效果可參見圖3所提供的與傳統(tǒng)方法對比的實(shí)驗(yàn)結(jié)果。圖 3(a)所示為變換器在傳統(tǒng)控制方式下工作于DCM時獲得的開關(guān)管電壓實(shí)驗(yàn)波形。占空比 D=O. 457，變換器實(shí)際輸入電壓為80V，輸出電壓為674V。實(shí)驗(yàn)得到的倍壓電容電壓為254V， 小于一半輸出電壓。開關(guān)管電壓應(yīng)力為4WV，遠(yuǎn)大于輸出電壓的一半(Vo/2)。圖3(b)所 示為采用本發(fā)明的交替移相控制方法時的開關(guān)管Tl的電壓波形。此時，占空比D=O. 2，輸入 電壓為120V，輸出電壓為700V。實(shí)驗(yàn)過程中，倍壓電容電壓和開關(guān)管的最高電壓應(yīng)力被維 持為350V，表明本發(fā)明的方法是行之有效的。圖4所示為采用本發(fā)明的交替移相脈沖寬度調(diào)制波形控制方法的具體圖例。PWM波形發(fā)生器采用圖4所示的電路，包括生成兩相PWM波的兩只LM555定時器Ul和U2、根據(jù) 不同運(yùn)行條件實(shí)施PWM波形切換控制的3只多路復(fù)用器U3、U7、U8、用于兩相變換器PWM信 號相序周期性變換控制的D型觸發(fā)器U5、以及邏輯非門U4和與門U6。開關(guān)占空比控制信 號VD接至定時器Ul和定時器U2的5號腳控制輸入，在2號腳信號下降沿的觸發(fā)下，定時 器Ul和定時器U2在3號腳輸出脈沖寬度受開關(guān)占空比D調(diào)制的PWM信號，其相位和周期 決定于2號腳的觸發(fā)信號。以開關(guān)頻率振蕩的方波信號BS (本例為IOkHz)經(jīng)非門U4施加 于定時器Ul的2號腳，使其3號腳輸出的PWM信號PSl在相位和頻率上與方波信號BS — 致。另一方面，控制器采用控制選擇CS信號和方波信號BS經(jīng)過D型觸發(fā)器U5 二分頻的信 號來控制切換三個多路復(fù)用器U3、U7、U8的輸出波形。 當(dāng)變換器運(yùn)行在電感電流連續(xù)模式或占空比D > 0. 5時，控制選擇CS信號為零， 多路復(fù)用器U3把方波信號BS送到定時器U2的2號腳，使其3號腳輸出相同頻率、相位滯 后η角度的PWM信號PS2。此時，多路復(fù)用器U7選通在相位和頻率上與方波信號BS—致 的PWM信號PS1，即變換器開關(guān)Tl的開關(guān)指令信號Sl=PSl ；多路復(fù)用器U8選通相同頻率、 相位滯后η角度的PWM信號PS2，即變換器開關(guān)Τ2的開關(guān)指令信號S2=PS2;
當(dāng)變換器運(yùn)行在DCM并且占空比D<0. 5時，控制選擇CS信號為1，多路復(fù)用器U3把 PSl信號送到定時器U2的2號腳，使其3號腳輸出相同頻率、相位滯后2D π角度的PWM信 號PS2。此時，與門U6輸出信號與D型觸發(fā)器U5輸出一致，在其作用下多路復(fù)用器U7和多 路復(fù)用器U8逐個開關(guān)周期交替選通PWM信號PSl和PS2，即控制器在Sl=PSl, S2= PS2和 S1=PS2，S2= PSl兩種指令信號輸出方式下交替工作，控制變換器開關(guān)的通斷。開關(guān)指令信 號時序如圖2(b)所示。
權(quán)利要求
1. 一種交替移相脈沖寬度調(diào)制波控制方法，包括兩相交錯并聯(lián)倍壓Boost變換器主 電路、用于輸入與輸出電壓電流測量的檢測電路、用于開關(guān)占空比計(jì)算和脈沖寬度調(diào)制波 形發(fā)生的控制器、以及按照脈沖寬度調(diào)制信號控制變換器開關(guān)管工作的驅(qū)動電路，其中變 換器主電路包含相同結(jié)構(gòu)的兩個交錯并聯(lián)的倍壓Boost變換單元及其公共直流輸入電源、 直流輸出電容與負(fù)載，每個變換單元的輸入電感和輸出二極管間串聯(lián)了用于輸出倍壓的有 極性的倍壓電容，其負(fù)極通過倍壓二極管連接到另一個變換單元的倍壓電容正極，其特征 是用于開關(guān)占空比計(jì)算和脈沖寬度調(diào)制波形發(fā)生的控制器在占空比大于和等于0. 5時或 是在電感電流連續(xù)模式運(yùn)行時，以固定相移η角度的方式給兩個倍壓Boost變換單元的 開關(guān)管提供脈沖寬度調(diào)制波開關(guān)指令信號，在占空比小于0. 5并且電感電流斷續(xù)模式運(yùn)行 時，采用隨開關(guān)占空比而變化的浮動移相角2DJI，以逐個開關(guān)周期交換相序的交替移相方 式給兩個倍壓Boost變換單元的開關(guān)管提供脈沖寬度調(diào)制波開關(guān)指令信號，控制變換器開 關(guān)管的導(dǎo)通與關(guān)斷。
全文摘要
本發(fā)明公開了一種交替移相脈沖寬度調(diào)制波控制方法，用于兩相交錯并聯(lián)倍壓Boost變換器的脈沖寬度調(diào)制(PWM)波控制，在電感電流連續(xù)模式運(yùn)行時，或是占空比大于等于0.5時，以固定相移π角度的方式給兩個倍壓Boost變換單元的開關(guān)管提供PWM波開關(guān)指令信號，在占空比小于0.5并且電感電流斷續(xù)模式運(yùn)行時，采用隨開關(guān)占空比而變化的浮動移相角2Dπ，以逐個開關(guān)周期交換相序的交替移相方式給兩個倍壓Boost變換單元的開關(guān)管提供PWM開關(guān)指令信號，控制變換器開關(guān)管的導(dǎo)通與關(guān)斷。本發(fā)明的方法可簡單、有效地克服交錯并聯(lián)倍壓Boost變換器采用現(xiàn)有方法在輕載條件下所出現(xiàn)的倍壓電容電壓下降而造成開關(guān)管電壓應(yīng)力增加和運(yùn)行性能下降的問題。
文檔編號H02M3/155GK102122885SQ201110058339
公開日2011年7月13日 申請日期2011年3月11日 優(yōu)先權(quán)日2011年3月11日
發(fā)明者吳小田, 張龍龍, 徐德鴻, 沈國橋 申請人:浙江大學(xué)